1.本发明属于电力电子技术领域，涉及一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法。
背景技术：2.三相锁相环因其响应速度快、易于软件实现、具有较强的稳定性和实时性等优点而被广泛采用在三相电系统相位提取中。传统锁相环通过将三相电压信号进行两次坐标变换后进行锁相，虽然锁相速度快且实时性高，但在系统所接配电网发生三相不平衡时却会有锁相速度变慢的情况，甚至在信号发生畸变时出现锁相误差的情况，同时在所接配电网电压信号产生谐波时会出现无法锁相的现象。
技术实现要素：3.为解决上述问题，本发明在三相不平衡条件下依然能够精准锁相，以解决上述问题。
4.技术方案为用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，包括以下步骤：
5.s1、进行三相锁相环系统建立以及电网并入，通过对电网三相电压信号的采样进行处理后提取出相位；
6.s2、进行三相电压信号的滤波，利用无延迟自适应滤波器来对输入进来的电压信号进行clark坐标变换后滤波，得到无谐波的信号。
7.s3、进行正负序信号解耦，采用双同步坐标系解耦法将正负序信号提取并进行park变换；
8.s4、相位提取，通过对park变换后的信号进行一系列计算后得到实时相位；
9.s5、仿真验证，利用matlab或simulink对锁相环进行仿真分析。
10.优选地，所述s1中电压三相不平衡下，电压信号可进行分解：设v
abc
为电压信号，v
abc+
为正序电压信号，v
abc-为负序电压信号,
[0011]vabc
＝v
abc+
+v
abc-ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0012][0013]
其中，v
abc+
与v
abc-可写作：
[0014]
[0015][0016]
其中，ω为角速度，θ
+n
为正序电压初始相位，θ-n
为负序电压初始相位，v
+n
、v-n
为正负序电压的电压有效值，n为正整数，当n值仅为1时，v
abc+
代表信号的基波，当n》1则代表谐波。
[0017]
优选地，所述s2中clark变换为：
[0018][0019]
其中，vα、vβ为变换后的值，t32为clark坐标变换矩阵，其值为：
[0020]
优选地，所述s2中的无延迟自适应滤波器的原理为：
[0021]eα
＝v
α-v
α*
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0022][0023][0024]vα*
＝vα1+vα2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0025]
其中，v
α
为滤波器的输入，v
α*
为滤波器的滤波输出，k为用户自定义的步长常数，e为滤波器的输出与输入之差，vα1，vα2为运算过程中的过渡性变量；同样的可得v
β*
，
[0026]
将v
α*
与v
β*
进行消除相位滞后处理：
[0027][0028][0029]
所得v
α*
与v
β*
即为所述s2处理后的信号。
[0030]
优选地，所述s3中，park变换为：
[0031][0032]
其中，ud、uq为变换后的信号，tdq为prak变换矩阵，所述矩阵为：
[0033][0034]
优选地，所述s3中，解耦方式采用基于双同步坐标系下的锁相环解耦方法，其原理为：
[0035]
设正序分量旋转速度为nωt负序分量旋转速度为mωt，其中ω为基波的角频率，分量的坐标系分别用dq+和dq-来表示，锁相环输出角度为θ，将此时的电压的信号命名为uα
β则可得：
[0036][0037]
设其进行park变换后为u
dq
，将其分解为正序与负序分量，记作与则：
[0038][0038][0039][0040]
将公式(14)与(15)进行整合并计算则：
[0041][0042][0043]
式(16)(17)中，是提取出的正序分量经过解耦后的值，是负序分量经过解耦后的值，，和分别为解耦出的负序有功分量与负序无功分量，同理，和分别为解耦出的正序有功分量与正序无功分量，的值即为解耦出来的最终输出。
[0044]
优选地，所述s4中，相位提取的最终值为：
[0045][0046]
其中，a为信号的提取相位，wt为信号的实际实时相位；当锁相成功后，所述值为0。
[0047]
优选地，所述s5仿真验证的仿真参数设计为：电源电压380v/50hz，0.1s时单相电压跌落；电源电压380v/50hz，0.1s时单相频率跌落；电源电压380v/50hz，0.1s时电源产生3次谐波。
[0048]
本发明具有以下有益效果：将输入进来的电压信号进行clark坐标变换后滤波，再进行正负序解耦，通过此方式来将谐波与三相不平衡中的负序电压去除，达到精准、快速锁相环的目的。
[0049]
一般锁相环在输入或输出通过低通滤波器进行滤波，本发明是通过将三相电输入进行坐标变换后再进行滤波处理，几乎可以完全滤除谐波，不受带宽限制。自研的无延迟自
适应滤波器，是在自适应滤波器的基础上改进而来，通过将两路信号进行耦合计算使每一路信号超前90度，这样可以抵消掉滤波器所带来的相位滞后90度的影响，然后本发明采用的基于双同步坐标变换法来将滤波后的波形进行正负序解耦。
[0050]
具体来讲，本发明继承了常规锁相环算法实时性好，锁相速度快的优点，且相较于常规锁相环技术，本发明还至少具有如下优势：
[0051]
1、将三相不平衡下的电压进行正负序分离，能在三相不平衡的条件下依然能够精准锁相。
[0052]
2、设计了无延迟自适应滤波器，通过在锁相过程中的αβ坐标中进行滤波操作，得以完全滤除谐波且无延迟，相较于一般的滤波器滤波速度更快，实时性更好，保障了锁相环在谐波条件下依然能够快速且精准的锁相。
附图说明
[0053]
图1为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的步骤流程图；
[0054]
图2为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的结构框图；
[0055]
图3为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的无延迟自适应滤波器原理图；
[0056]
图4为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的lms算法原理图；
[0057]
图5为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的二阶的lms算法原理图；
[0058]
图6为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的基于lms算法的二阶滤波算法原理图；
[0059]
图7为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的双同步旋转坐标系解耦原理图；
[0060]
图8为现有技术中锁相环仿真原理图；
[0061]
图9为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的仿真原理图；
[0062]
图10为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的无延迟自适应滤波器仿真图；
[0063]
图11为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的双同步旋转坐标系解耦仿真图；
[0064]
图12为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的配电网单相电电压跌落时的波形图；
[0065]
图13为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的单相电电压跌落时，传统锁相环与本发明的锁相环输出相位对比图；
[0066]
图14为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的配电网单相电频率发生跳变时的波形图；
[0067]
图15为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的配电网单相电频率发生跳变时的波形时，传统锁相环与本发明的锁相环输出相位对比图；
[0068]
图16为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的配电网电压
信号中产生谐波图；
[0069]
图17为本发明实施例的用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法的配电网电压信号中产生谐波时，传统锁相环与本发明的锁相环输出相位对比图。
具体实施方式
[0070]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0071]
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
[0072]
参见图1，为本发明方法流程图，包括以下步骤：
[0073]
s1、进行三相锁相环系统建立以及电网并入，通过对电网三相电压信号的采样进行处理后提取出相位；
[0074]
s2、进行三相电压信号的滤波，利用无延迟自适应滤波器来对输入进来的电压信号进行clark坐标变换后滤波，得到无谐波的信号。
[0075]
s3、进行正负序信号解耦，采用双同步坐标系解耦法将正负序信号提取并进行park变换；
[0076]
s4、相位提取，通过对park变换后的信号进行一系列计算后得到实时相位；
[0077]
s5、仿真验证，利用matlab或simulink对锁相环进行仿真分析。
[0078]
s1中电网信号为uk(k＝a,b,c)，所述uk分三相，每相之间相位相差270度，每相频率一致都为50hz。
[0079]
uk代表三相不平衡电压信号，可分解为正负序，正序记作u
k+
，负序记作u
k-。
[0080]
设v
abc
＝uk，s1中，三相电压信号可为三相平衡也可为三相不平衡，可用数学公式表示：
[0081][0082]
公式(19)中，va，vb，vc为单相电信号，n取值为非1的整数，v
+1
为电网电压的基波有效值，vn为电网电压谐波有效值，ω为信号的角频率，t为时间，θn为初始相位，当三相平衡时，n＝0，非平衡时n为非0整数，当n值为正时，代表信号中含正序谐波，为负时代表负序谐波。
[0083]
参考图3，无延迟自适应滤波器由基于lms二阶滤波器算法和延迟消除计算所构成，前者负责滤波，后者负责消除延迟。无延迟自适应滤波器原理如下所示：
[0084]
将公式(19)代表的三相电压进行clark变换得：
[0085][0086]
其中，t32为clark的坐标变换矩阵，其值为：
[0087]
实际中，电网中往往含有多次谐波，为方便后续计算，将谐波写做奇次波和偶次波。
[0088]
结合公式(20)可得：
[0089][0090][0091]uα
、u
β
是三相电压clark变换后的值，也是无延迟自适应滤波器的输入。参考图2可知，u
α
、u
β
是分别进行滤波。
[0092]
而后进行基于lms二阶滤波器算法的设计，lms算法如下：
[0093]
v＝w
t
x
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0094]
vo＝v-e
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0095]wk+1
＝wk+kxvo
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(25)
[0096]
其中wk为当前时间k时刻的w值，k为步长因子，x为当前参考信号值,vo为输出，v为输入，e为滤波器的输出与输入之差，据此可设计出lms算法，算法参见图4所示。
[0097]
lms算法为一阶，将其输入以相同算法计算后两两相加则可得二阶lms算法，可参考图5。
[0098]
将公式(25)写做：
[0099]
wk+kxvo＝w
k+1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(26)
[0100]
故可将图6转为图7，图7即为基于lms的二阶滤波算法，运行原理如下：
[0101]
e＝v-w
out
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(27)
[0102][0103][0104]vout
＝v1+v2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(30)
[0105]
其中，v为滤波器的输入，v
out
为滤波器的滤波输出，e为滤波器的输出与输入之差，v1，v2为运算过程中的过渡性变量，基于lms的二阶滤波算法传递函数为：
[0106]
h(s)＝ks/(s2+ks+w2)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(31)
[0107]
此时，经过初步滤波后的u
α
与u
β
相较于滤波前，谐波已被滤除，但信号发生了90度滞后。记作u
α*
与u
β*
，将信号进行以下处理：
[0108][0109][0110]
通过公式(32)(33)即可将二者进行超前90度处理，从而消除延迟。
[0111]
s2中经过滤波后的波形为：
[0112][0113][0114]
其中，n＝
±
1。
[0115]
本发明的解耦运算参考图7，无延迟自适应滤波器仿真参见图10所示。
[0116]
s3中的park变换为：
[0117][0118]
其中，ud、uq为经过坐标变换后的信号，tdq为prak变换矩阵，所述矩阵为：
[0119][0120]
设正序分量旋转速度为nωt负序分量旋转速度为mωt，其中ω为基波的角频率，分量的坐标系分别用dq+和dq-来表示，锁相环输出角度为θ。将此时的电压的信号命名为uαβ则可得：
[0121][0122]
设其进行park变换后为u
dq
，将其分解为正序与负序分量，记作与则：
[0123][0124][0125]
将公式(14)与(15)进行整合并计算则：
[0126][0127][0128]
式(16)(17)中，是提取出的正序分量经过解耦后的值，是负序分量经过解耦后的值，取的值用于下一步计算。
[0129]
值对应于图7中的vq+。
[0130]
解耦运算仿真图参见图11所示。
[0131]
s4中，相位提取的计算为：
[0132]
a＝tan-1
(uβ/uα)＝wt+tan-1
(uq/ud)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(37)
[0133]
将式(37)结合公式(36)(12)可得：
[0134][0135]
式(37)(38)中，为信号的提取相位，wt为信号的实际实时相位，可知当uq＝0时，锁相成功。
[0136]
s5仿真结果如下：为便于分析，将传统锁相环也仿真，用以和本发明的锁相环相对比，传统锁相环仿真图参见图8所示，本发明的锁相环参见图9所示。
[0137]
将三相不平衡电压信号，分解为单相电压跌落、单相频率跳变和产生3次谐波。单相电压跌落参见图12所示，在0.1s时刻使电压产生单相电压跌落，锁相情况参见图13所示。图中右上角已标注波形，上方为传统锁相环锁相波形，下方为本发明锁相环锁相波形。可见的，0.1s后加入的电压跌落没有对本发明锁相环锁相能力产生影响，而传统锁相环此时已无法精准锁相。
[0138]
单相频率跳变参加图14所示，在0.1s时刻，加入频率跳变现象，锁相结果参见图15所示，可以看到二者都能精准锁相，但本发明锁相速度略慢。
[0139]
三相电压中产生谐波的情况参见图16，在0.3s时刻加入三次谐波。锁相结果参见图17所示，可见的，本发明的锁相环不受谐波影响，而传统锁相环此时已无法锁相。
[0140]
易见的，本发明在三相不平衡下的电网条件下依然锁相快速且精准。
[0141]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
技术特征：1.一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，包括以下步骤：s1、进行三相锁相环系统建立以及电网并入，通过对电网三相电压信号的采样进行处理后提取出相位；s2、进行三相电压信号的滤波，利用无延迟自适应滤波器来对输入进来的电压信号进行clark坐标变换后滤波，得到无谐波的信号。s3、进行正负序信号解耦，采用双同步坐标系解耦法将正负序信号提取并进行park变换；s4、相位提取，通过对park变换后的信号进行一系列计算后得到实时相位；s5、仿真验证，利用matlab或simulink对锁相环进行仿真分析。2.根据权利要求1所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s1中电压三相不平衡下，电压信号可进行分解：设v
abc
为电压信号，v
abc+
为正序电压信号，v
abc-为负序电压信号,v
abc
＝v
abc+
+v
abc-ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)其中，v
abc+
与v
abc-可写作：可写作：其中，ω为角速度，θ
+n
为正序电压初始相位，θ-n
为负序电压初始相位，v
+n
、v-n
为正负序电压的电压有效值，n为正整数，当n值仅为1时，v
abc+
代表信号的基波，当n>1则代表谐波。3.根据权利要求2所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s2中clark变换为：其中，vα、vβ为变换后的值，t32为clark坐标变换矩阵，其值为：4.根据权利要求3所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s2中的无延迟自适应滤波器的原理为：
e
α
＝v
α-v
α*
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)(5)v
α*
＝vα1+vα2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)其中，v
α
为滤波器的输入，v
α*
为滤波器的滤波输出，k为用户自定义的步长常数，e为滤波器的输出与输入之差，vα1，vα2为运算过程中的过渡性变量；同样的可得v
β*
，将v
α*
与v
β*
进行消除相位滞后处理：理：所得v
α*
与v
β*
即为所述s2处理后的信号。5.根据权利要求4所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s3中，park变换为：其中，ud、uq为变换后的信号，tdq为prak变换矩阵，所述矩阵为：6.根据权利要求5所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s3中，解耦方式采用基于双同步坐标系下的锁相环解耦方法，其原理为：设正序分量旋转速度为nωt负序分量旋转速度为mωt，其中ω为基波的角频率，分量的坐标系分别用dq+和dq-来表示，锁相环输出角度为θ，将此时的电压的信号命名为uαβ则可得：设其进行park变换后为u
dq
，将其分解为正序与负序分量，记作与则：则：将公式(14)与(15)进行整合并计算则：
式(16)(17)中，是提取出的正序分量经过解耦后的值，是负序分量经过解耦后的值，和分别为解耦出的负序有功分量与负序无功分量，同理，和分别为解耦出的正序有功分量与正序无功分量，即为解耦出来的最终输出。7.根据权利要求6所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s4中，相位提取的最终值为：其中，a为信号的提取相位，wt为信号的实际实时相位；当锁相成功后，所述值为0。8.根据权利要求1所述的一种用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，其特征在于，所述s5仿真验证的仿真参数设计为：电源电压380v/50hz，0.1s时单相电压跌落；电源电压380v/50hz，0.1s时单相频率跌落；电源电压380v/50hz，0.1s时电源产生3次谐波。
技术总结本发明公开了用于电压三相不平衡下的锁相环实现方法，包括以下步骤：进行三相锁相环系统建立以及电网并入；进行三相电压信号的滤波；进行正负序信号解耦；相位提取；仿真验证。本发明包括无延迟自适应滤波器，基于同步坐标系的解耦，相位提取，三相不平衡条件下，相较于传统滤波器+传统锁相环的相位提取策略，本发明可以不受限于传统滤波器带宽的限制，且不会引起像传统滤波器一样带来的相位滞后，同时对因三相不平衡所产生的正负序电压信号进行分离，撇除三相不平衡所带来的影响，达到在三相不平衡下依然能够快速且精准锁相的目的。不平衡下依然能够快速且精准锁相的目的。不平衡下依然能够快速且精准锁相的目的。
技术研发人员：郑梁 芮家政
受保护的技术使用者：杭州电子科技大学
技术研发日：2022.03.28
技术公布日：2022/7/5
