基于VMD-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法

基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法
技术领域
1.本发明属于并网变流器控制领域，具体涉及一种基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法。


背景技术：

2.随着大规模新能源发电和高压直流输电的快速发展，电网呈现以“低惯性、低短路比”为特征的“薄弱电网”。传统电流控制型新能源并网变流器采用与电网频率解耦的直接电流控制策略，电流控制指令由外环最大功率点跟踪控制产生，其等效转动惯量小，具有无法为系统提供频率和电压支撑，以及涉网能力不足易停机脱网等问题。电压控制型新能源变流器可以通过控制算法模拟同步发电机的一次调频、调压特性及虚拟惯性，可为高渗透率新能源发电系统提供频率和电压支撑以提高新能源变流器及其并网系统的稳定性，具有广阔的理论研究和工程应用前景。
3.大量新能源变流器的接入使得系统呈现多时间尺度宽频振荡特性，给新能源并网发电系统稳定、高效运行带来了严峻挑战，传统基于下垂控制或基于虚拟同步发电机(vsg)控制的电压控制型新能源变流器为了有效衰减瞬时功率中因具有多时间尺度宽频振荡特性的系统运行时所产生的宽频谐波，有效避免新能源变流器输出电压质量和控制性能受系统宽频谐波的影响，多采用一阶低通滤波器，且滤波器截止频率一般设计为工频或二倍工频的1/10以内，然而，对于宽频振荡系统具有数赫兹到数千赫兹的宽频成分，为了滤除低频谐波，一阶低通滤波器截止频率需进一步降低，但较低的滤波截止频率降低了输出功率的响应速度，可引发功率超调，甚至导致系统振荡失稳。因此，为了提高宽频振荡下电压控制型新能源变流器及其并网系统的运行稳定性，对变流器控制算法中的瞬时功率滤波优化是十分必要的。
4.目前，针对新能源变流器输出瞬时有功和无功功率时所造成的谐波分量问题，已经有学者进行分析并提出解决方案，例如：
5.1、题为(“虚拟同步发电机功率环的建模与参数设计”，吴恒，阮新波，杨东升，陈欣然，钟庆昌,吕志鹏等，《中国电机工程学报》,2015年第35卷第24期6508-6518页)文献中用瞬时功率在半个工频周期内的平均值进行建模，基于建立的模型详细分析了vsg控制参数对模型的影响，指出转动惯量j的变化对有功功率稳定性与动态性能的影响和惯性系数k的变化对无功功率稳定性与动态性能的影响，给出了一种根据系统截止频率和相角裕度要求设计vsg控制参数的方法能够快速准确地计算出相应的控制参数，但此方法的不足为：多时间尺度宽频振荡下的系统具有多模态和时变的特征，是涉及多电气设备的全局复杂问题，此方法无法有效分别滤出含有有功功率和无功功率特征的分量。
6.2、题为“a practical secondary frequency control strategy for virtual synchronous generator”，jiang k，su h，lin h，et al，《ieee transactions on smart grid》，vol.11，no.3，pp.2734-2736，may 2020,(“一种实用的虚拟同步发电机二次频率控制策略”,《ieee学报——智能电网期刊》，2020年5月第11卷第3期2734-2736页)与(“虚拟同
步发电机特性的三相变流器小信号建模及分析”，颜湘武,刘正男,徐恒波,苏肖,任亚龙,张波，《华北电力大学学报(自然科学版)》,2016年第43卷第3期1-8页)等文献中建立了单台vsg带阻感负载的小信号精细模型，并分析了多种参数对系统特性的影响，包括一阶低通滤波器截止频率与系统特征根位置的关系，但此方法的不足为：未进一步分析一阶低通滤波器对系统特性的影响规律及优化方法。
7.综上所述，在现有技术中，还存在以下问题：
8.1、对于多时间尺度宽频振荡下的系统，谐波频率范围较宽，现有技术无法对系统产生的次同步谐波分量进行经济有效的滤除；
9.2、变流器输出瞬时功率滤波多采用一阶低通滤波器，而一阶低通滤波器若要滤除系统中的次同步谐波分量需降低截止频率，较低的截止频率会降低输出功率的响应速度；


技术实现要素：

10.本发明目的是针对高渗透率新能源并网发电系统中，基于下垂控制或虚拟同步发电机控制的新能源变流器控制算法中输出瞬时有功功率和瞬时无功功率的宽频谐波优化问题，提供了一种基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，有效避免了新能源变流器输出电压质量和控制性能受系统宽频谐波的影响，提高了变流器及其并网系统的稳定性。
11.为实现上述目的，本发明提供了一种基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，包括以下步骤：
12.步骤1，采样变流器的输出相电压e
oa
,e
ob
和桥臂电感电流i
la
,i
lb
，并经同步旋转坐标变换分别得到输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
和桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
，其中d为有功轴，q为无功轴；
13.步骤2，根据步骤1中的输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
和桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
，计算得到变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q；
14.变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的计算公式分别为：
[0015][0016][0017]
步骤3，根据步骤2中得到的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，利用vmd算法即变分模态分解算法进行如下处理，得到特征有功模态和特征无功模态
[0018]
首先，构建瞬时有功功率p的约束变分问题和瞬时无功功率q的约束变分问题，其表达式分别如下：
[0019][0020][0021]
其中，{p
β
}为瞬时有功功率p分解的k个模态分量的集合，β＝1,2...,k，k为分解的模态分量的数量，p
β
为瞬时有功功率p分解的第β个模态分量，记为有功功率模态分量p
β
；{q
β
}为瞬时无功功率q分解的k个模态分量的集合，q
β
为瞬时无功功率q分解的第β个模态分量，记为无功功率模态分量q
β
；{ω
pβ
}为瞬时有功功率p分解的k个模态分量对应的中心频率的集合，{ω
qβ
}为瞬时无功功率q分解的k个模态分量对应的中心频率的集合,t为时间，δ(t)为狄拉克函数，符号*为卷积运算符，π为圆周率，j为虚数单位，为对函数求时间t的偏导数，为二范数平方运算，p
β
(t)为有功功率模态分量p
β
在t时刻对应的有功功率，q
β
(t)为无功功率模态分量q
β
在t时刻对应的无功功率；ω
pβ
为有功功率模态分量p
β
对应的中心频率，ω
qβ
为无功功率模态分量q
β
对应的中心频率；
[0022]
其次，求解所构建的瞬时有功功率p的约束变分问题，得到瞬时有功功率p分解的k个模态分量，在瞬时有功功率p分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征有功模态
[0023]
求解所构建的瞬时无功功率q的约束变分问题，得到瞬时无功功率q分解的k个模态分量，在瞬时无功功率q分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征无功模态
[0024]
步骤4，对步骤3中得到的特征有功模态和特征无功模态采用滑动平均滤波算法进行处理，得到有功直流分量和无功直流分量具体如下：
[0025]
设定窗口宽度为n；
[0026]
令特征有功模态在所述窗口以单位控制周期进行滑动存储，则窗口中的特征有功模态的数值个数为n，记该窗口的特征有功模态的第i个值为将特征有功模态的n个值进行算数平均得到有功直流分量
[0027]
令特征无功模态在所述窗口以单位控制周期进行滑动存储，则窗口中的特征无功模态的数值个数为n，记该窗口的特征无功模态的第j个值为将特征无功模态的n个值进行算数平均得到无功直流分量
[0028]
有功直流分量和无功直流分量的表达式分别为：
[0029][0030][0031]
步骤5，根据步骤4中输出的有功直流分量和无功直流分量分别对有功-频率和无功-电压进行下垂控制，其下垂控制方程式分别为：
[0032][0033][0034]
式中，ω为经下垂控制得到的变流器频率指令，ed为经下垂控制得到的d轴电压闭环指令，ω
*
为变流器的工频频率，e
*
为变流器空载时的额定电压，m为变流器的有功功率下垂系数，r为变流器的无功功率下垂系数，pn为变流器的输出额定有功功率，qn为变流器的输出额定无功功率；
[0035]
步骤6，将步骤5中得到的经下垂控制得到的变流器频率指令ω和经下垂控制得到的d轴电压闭环指令ed，经电压电流双闭环控制得到变流器d轴的输出信号e
di
和变流器q轴的输出信号e
qi
；
[0036]
令q轴电压闭环指令eq＝0；
[0037]
将经下垂控制得到的d轴电压闭环指令ed与输出电压d轴分量e
od
经过d轴的电压闭环控制，得到变流器d轴桥臂电感电流i
ldr
；将q轴的电压闭环指令eq与变流器输出电压q轴分量e
oq
经过q轴的电压闭环控制，得到变流器q轴桥臂电感电流i
lqr
，其d轴电压闭环控制方程和q轴电压控制方程分别为：
[0038][0039][0040]
其中，k
pv
为电压闭环比例调节器系数，ki为电压闭环积分调节器系数；
[0041]
将变流器d轴桥臂电感电流i
ldr
与桥臂电感电流d轴分量i
ld
经d轴桥臂电感电流闭环控制，得到变流器d轴的输出信号e
di
；将变流器q轴桥臂电感电流i
lqr
与桥臂电感电流q轴分量i
lq
经q轴桥臂电感电流闭环控制，得到变流器q轴的输出信号e
qi
，d轴桥臂电感电流闭环控制方程和q轴桥臂电感电流控制方程分别为：
[0042]edi
＝(i
ldr-i
ld
)k
pi
[0043]eqi
＝(i
lqr-i
lq
)k
pi
[0044]
其中，k
pi
为变流器桥臂电感电流闭环比例调节系数；
[0045]
步骤7，计算dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
，其计算式分别为：
[0046]emdi
＝ed+e
di
[0047]emqi
＝eq+e
qi
[0048]
将dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
经过park反变换得到αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
，再将该αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
经clarke反变换得到abc坐标系下的三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
，该三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
经spwm调制后作为igbt电路的驱动信号。
[0049]
优选地，步骤3中所述的求解由瞬时有功功率p构建的约束变分问题和求解由瞬时无功功率q构建的约束变分问题包括以下步骤：
[0050]
(1)根据所构建的约束变分问题，引入二次惩罚因子α，有功lagrange乘法算子λ
p
，无功lagrange乘法算子λq，将所构建的约束变分问题变为无约束变分问题，得到其增广拉格朗日表达式，其中，瞬时有功功率p的增广拉格朗日表达式表示为：
[0051][0052][0053]
式中，λ
p
(t)为有功lagrange乘法算子λ
p
的时间变化；λq(t)为无功lagrange乘法算子λq的时间变化；
[0054]
(2)利用交替方向乘子法，结合parseval/plancherel、傅里叶等距变换，通过交替更新找到无约束变分问题的极小值点，经第n+1次迭代更新得到的详细过程如下：
[0055][0056][0057][0058]
经第n+1次迭代更新得到的详细过程如下：
[0059][0060][0061][0062]
其中，ω表示频域变量，n是c次迭代中的任意一次迭代，n＝1，2，...，c，c为最大迭代次数，是瞬时有功功率p(t)对应的频域上的瞬时有功功率形式，记为频域瞬时有功是瞬时无功功率q(t)对应的频域上的瞬时无功功率形式，记为频域瞬时无功为频域瞬时有功的第β个模态分量的第n+1次迭代，为频域瞬时无功的第β个模态分量的第n+1次迭代，和表示频域瞬时有功的第z个模态分量的第n+1次迭代和第n次迭代，和表示频域瞬时无功的第z个模态分量的第n+1次迭代和第n次迭代，z＝1，2...，k，和是有功lagrange乘法算子λ
p
(t)对应的频域上的第n+1次迭代和第n次迭代后的有功lagrange乘法算子，和是无功lagrange乘法算子λq(t)对应的频域上的第n+1次迭代和第n次迭代后的无功lagrange乘法算子，τ为噪声容限；
[0063]
(3)设定验证阈值ε，ε＞0；
[0064]
对瞬时有功功率p进行以下终止迭代的判断：
[0065]
若且n≤c，则增加一次迭代次数，返回步骤(2)，进行下一次的迭代更新，
[0066]
若或n＞c，则终止迭代，输出瞬时有功功率p分解的k个模态分量，在瞬时有功功率p分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征有功模态
[0067]
对瞬时无功功率q进行以下终止迭代的判断：
[0068]
若且n≤c，则增加一次迭代次数，返回步骤(2)，进行下一次的迭代更新，
[0069]
若或n＞c，则终止迭代，输出瞬时无功功率q分解的k个模态分量，在瞬时无功功率q分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征无功模态
[0070]
优选地，步骤7所述dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
经过park反变换得到αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
，其park反变换公式为：
[0071]emαi
＝e
mdi cosθ
refi-e
mqi
sinθ
refi
[0072]emβi
＝e
mdi sinθ
refi
+e
mqi cosθ
refi
[0073]
其中，θ
refi
为经下垂控制得到的变流器频率指令ω经积分运算得到的变流器相角指令，积分运算的计算公式为：
[0074][0075]
优选地，步骤7所述αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
经clarke反变换得到abc坐标系下的三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
，其clarke反变换公式为：
[0076]emai
＝e
mαi
[0077][0078][0079]
在具有多时间尺度宽频振荡特性的系统运行时所产生宽频谐波的情况下，本发明基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法与现有的采用一阶低通滤波器或陷波器的方法相比，其有益效果表现在：
[0080]
1、本功率滤波方法对非平稳、非线性信号具有良好的处理效果，是一种非递归的模态变分和信号处理方法；
[0081]
2、本功率滤波方法消除了系统因较低的滤波截止频率而产生的输出功率响应速度的降低和变流器的动态特性不足；
[0082]
3、本功率滤波方法采用滑动平均算法对vmd分解输出的功率进行滤波，对周期性干扰有良好的抑制作用，平滑度高，适用于高频振荡的系统，设计和实现简单。
附图说明
[0083]
图1为新能源变流器控制结构框图。
[0084]
图2为新能源变流器在包含次同步谐波分量且未进行滤波状态下输出的瞬时有功功率波形。
[0085]
图3为新能源变流器经一阶低通滤波器滤波后输出的瞬时有功功率波形。
[0086]
图4为新能源变流器经vmd-滑动平均滤波后输出的瞬时有功功率波形。
具体实施方式
[0087]
下面结合附图对本实施例进行具体的描述。
[0088]
本实施例中，新能源变流器桥臂滤波电感为l，流过的桥臂电感电流为i
la
,i
lb
，滤波电容为ci，滤波电容端的相电压为e
oa
,e
ob
，变流器输出端与pcc点的线路阻抗为z
l
。具体参数如下：直流电压为600v，额定输出线电压为400v/50hz，桥臂滤波电感值l为0.5mh，滤波电容值ci为90uf，联线阻抗z
l
＝0.001+j1.25ω，额定容量为100kvar。
[0089]
图1为本发明新能源变流器功率滤波方法的控制结构框图，由该图可见，本发明功率滤波方法的步骤如下：
[0090]
步骤1，采样变流器的输出相电压e
oa
,e
ob
和桥臂电感电流i
la
,i
lb
，并经同步旋转坐标变换分别得到输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
和桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
，其中d为有功轴，q为无功轴。
[0091]
输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
的同步旋转坐标变换公式为：
[0092]eoα
＝-e
ob
[0093][0094][0095]
桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
的同步旋转坐标变换公式为：
[0096]ilα
＝-i
lb
[0097][0098][0099]
其中，θ
refi-1
为上一计算周期的变流器相角指令。
[0100]
步骤2，根据步骤1中的输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
和桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
，计算得到变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q。
[0101]
变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的计算公式分别为：
[0102]
[0103][0104]
步骤3，根据步骤2中得到的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，利用vmd算法即变分模态分解算法进行如下处理，得到特征有功模态和特征无功模态
[0105]
首先，构建瞬时有功功率p的约束变分问题和瞬时无功功率q的约束变分问题，其表达式分别如下：
[0106][0107][0108]
其中，{p
β
}为瞬时有功功率p分解的k个模态分量的集合，β＝1,2...,k，k为分解的模态分量的数量，p
β
为瞬时有功功率p分解的第β个模态分量，记为有功功率模态分量p
β
；{q
β
}为瞬时无功功率q分解的k个模态分量的集合，q
β
为瞬时无功功率q分解的第β个模态分量，记为无功功率模态分量q
β
；{ω
pβ
}为瞬时有功功率p分解的k个模态分量对应的中心频率的集合，{ω
qβ
}为瞬时无功功率q分解的k个模态分量对应的中心频率的集合,t为时间，δ(t)为狄拉克函数，符号*为卷积运算符，π为圆周率，j为虚数单位，为对函数求时间t的偏导数，为二范数平方运算，p
β
(t)为有功功率模态分量p
β
在t时刻对应的有功功率，q
β
(t)为无功功率模态分量q
β
在t时刻对应的无功功率；ω
pβ
为有功功率模态分量p
β
对应的中心频率，ω
qβ
为无功功率模态分量q
β
对应的中心频率。
[0109]
其次，求解所构建的瞬时有功功率p的约束变分问题，得到瞬时有功功率p分解的k个模态分量，在瞬时有功功率p分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征有功模态
[0110]
求解所构建的瞬时无功功率q的约束变分问题，得到瞬时无功功率q分解的k个模态分量，在瞬时无功功率q分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征无功模态
[0111]
具体的，求解所构建的瞬时有功功率p的约束变分问题和求解所构建的瞬时无功功率q的约束变分问题包括以下步骤：
[0112]
(1)根据所构建的约束变分问题，引入二次惩罚因子α，有功lagrange乘法算子λ
p
，
无功lagrange乘法算子λq，将所构建的约束变分问题变为无约束变分问题，得到其增广拉格朗日表达式，其中，瞬时有功功率p的增广拉格朗日表达式表示为：
[0113][0114][0115]
式中，λ
p
(t)为有功lagrange乘法算子λ
p
的时间变化；λq(t)为无功lagrange乘法算子λq的时间变化。
[0116]
(2)利用交替方向乘子法，结合parseval/plancherel、傅里叶等距变换，通过交替更新找到无约束变分问题的极小值点，经第n+1次迭代更新得到的详细过程如下：
[0117][0118][0119][0120]
经第n+1次迭代更新得到的详细过程如下：
[0121]
[0122][0123][0124]
其中，ω表示频域变量，n是c次迭代中的任意一次迭代，n＝1，2，...，c，c为最大迭代次数，是瞬时有功功率p(t)对应的频域上的瞬时有功功率形式，记为频域瞬时有功是瞬时无功功率q(t)对应的频域上的瞬时无功功率形式，记为频域瞬时无功为频域瞬时有功的第β个模态分量的第n+1次迭代，为频域瞬时无功的第β个模态分量的第n+1次迭代，和表示频域瞬时有功的第z个模态分量的第n+1次迭代和第n次迭代，和表示频域瞬时无功的第z个模态分量的第n+1次迭代和第n次迭代，z＝1，2...，k，和是有功lagrange乘法算子λ
p
(t)对应的频域上的第n+1次迭代和第n次迭代后的有功lagrange乘法算子，和是无功lagrange乘法算子λq(t)对应的频域上的第n+1次迭代和第n次迭代后的无功lagrange乘法算子，τ为噪声容限。
[0125]
(3)设定ε为验证阈值，ε＞0；
[0126]
对瞬时有功功率p进行以下终止迭代的判断：
[0127]
若且n≤c，则增加一次迭代次数，返回步骤(2)，进行下一次的迭代更新，
[0128]
若或n＞c，则终止迭代，输出瞬时有功功率p分解的k个模态分量，在瞬时有功功率p分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征有功模态
[0129]
对瞬时无功功率q进行以下终止迭代的判断：
[0130]
若且n≤c，则增加一次迭代次数，返回步骤(2)，进行下一次的迭代更新，
[0131]
若或n＞c，则终止迭代，输出瞬时无功功率q分解的k个模态分量，在瞬时无功功率q分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征无功模态
[0132]
在本实施例中，k＝5，α＝1000，c＝500。
[0133]
步骤4，对步骤3中得到的特征有功模态和特征无功模态采用滑动平均滤波算法进行处理，得到有功直流分量和无功直流分量具体如下：
[0134]
设定窗口宽度为n。
[0135]
令特征有功模态在所述窗口以单位控制周期进行滑动存储，则窗口中的特征有功模态的数值个数为n，记该窗口的特征有功模态的第i个值为将特征有功模态的n个值进行算数平均得到有功直流分量
[0136]
令特征无功模态在所述窗口以单位控制周期进行滑动存储，则窗口中的特征无功模态的数值个数为n，记该窗口的特征无功模态的第j个值为将特征无功模态的n个值进行算数平均得到无功直流分量
[0137]
有功直流分量和无功直流分量的表达式分别为：
[0138][0139][0140]
在本实施例中，n＝200。
[0141]
步骤5，根据步骤4中输出的有功直流分量和无功直流分量分别对有功-频率和无功-电压进行下垂控制，其下垂控制方程式分别为：
[0142][0143][0144]
式中，ω为经下垂控制得到的变流器频率指令，ed为经下垂控制得到的d轴电压闭环指令，ω
*
为变流器的工频频率，e
*
为变流器空载时的额定电压，m为变流器的有功功率下垂系数，r为变流器的无功功率下垂系数，pn为变流器的输出额定有功功率，qn为变流器的输出额定无功功率。
[0145]
在本实施例中，pn＝100kvar，ω
*
＝314.159，e
*
＝220v，m＝3.14
×
10-5
，r＝1.1
×
10-4
。
[0146]
步骤6，将步骤5中得到的经下垂控制得到的变流器频率指令ω和经下垂控制得到的d轴电压闭环指令ed，经电压电流双闭环控制得到变流器d轴的输出信号e
di
和变流器q轴的输出信号e
qi
。
[0147]
令q轴电压闭环指令eq＝0。
[0148]
将经下垂控制得到的d轴电压闭环指令ed与输出电压d轴分量e
od
经过d轴的电压闭环控制，得到变流器d轴桥臂电感电流i
ldr
；将q轴的电压闭环指令eq与变流器输出电压q轴分量e
oq
经过q轴的电压闭环控制，得到变流器q轴桥臂电感电流i
lqr
，其d轴电压闭环控制方程和q轴电压控制方程分别为：
[0149][0150][0151]
其中，k
pv
为电压闭环比例调节器系数，ki为电压闭环积分调节器系数。
[0152]
将变流器d轴桥臂电感电流i
ldr
与桥臂电感电流d轴分量i
ld
经d轴桥臂电感电流闭环控制，得到变流器d轴的输出信号e
di
；将变流器q轴桥臂电感电流i
lqr
与桥臂电感电流q轴分量i
lq
经q轴桥臂电感电流闭环控制，得到变流器q轴的输出信号e
qi
，d轴桥臂电感电流闭环控制方程和q轴桥臂电感电流控制方程分别为：
[0153]edi
＝(i
ldr-i
ld
)k
pi
[0154]eqi
＝(i
lqr-i
lq
)k
pi
[0155]
其中，k
pi
为变流器桥臂电感电流闭环比例调节系数。
[0156]
在本实施例中，k
pv
＝0.1，ki＝800，k
pi
＝0.6。
[0157]
步骤7，计算dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
，其计算式分别为：
[0158]emdi
＝ed+e
di
[0159]emqi
＝eq+e
qi
[0160]
将dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
经过park反变换得到αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
，再将该αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
经clarke反变换得到abc坐标系下的三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
，该三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
经spwm调制后作为igbt电路的驱动信号。
[0161]
park反变换公式和clarke反变换公式分别如下：
[0162][0163][0164]
其中，θ
refi
为经下垂控制得到的变流器频率指令ω经积分运算得到的变流器相角指令，积分运算的计算公式为：
[0165][0166]
为了佐证本发明的技术效果，对本发明控制方法进行了仿真。
[0167]
图2为新能源变流器在包含次同步谐波分量且未进行滤波状态下输出的瞬时有功功率波形。由图2可见，该瞬时有功功率振荡剧烈，所含谐波分量频带较宽。
[0168]
图3为新能源变流器经一阶低通滤波器滤波后输出的瞬时有功功率的波形。由图3
可见，该瞬时有功功率的响应速度降低，系统约在2.2s保持稳定，减小了系统的稳定裕度。
[0169]
图4为新能源变流器经vmd-滑动平均滤波后输出的瞬时有功功率波形。由图4可见，相比于传统滤波器滤波效果，此方法可以有效减少宽频振荡下的谐波对系统的影响，输出功率可以快速响应，约在1.8s保持稳定，有效解决了因一阶低通滤波器截止频率降低而使输出功率动态响应降低的问题，提高了变流器系统的稳定性。

技术特征：
1.一种基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1，采样变流器的输出相电压e
oa
,e
ob
和桥臂电感电流i
la
,i
lb
，并经同步旋转坐标变换分别得到输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
和桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
，其中d为有功轴，q为无功轴；步骤2，根据步骤1中的输出电压dq轴分量e
od
,e
oq
和桥臂电感电流dq轴分量i
ld
,i
lq
，计算得到变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q；变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的计算公式分别为：变流器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的计算公式分别为：步骤3，根据步骤2中得到的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，利用vmd算法即变分模态分解算法进行如下处理，得到特征有功模态和特征无功模态首先，构建瞬时有功功率p的约束变分问题和瞬时无功功率q的约束变分问题，其表达式分别如下：式分别如下：其中，{p
β
}为瞬时有功功率p分解的k个模态分量的集合，β＝1,2...,k，k为分解的模态分量的数量，p
β
为瞬时有功功率p分解的第β个模态分量，记为有功功率模态分量p
β
；{q
β
}为瞬时无功功率q分解的k个模态分量的集合，q
β
为瞬时无功功率q分解的第β个模态分量，记为无功功率模态分量q
β
；{ω
pβ
}为瞬时有功功率p分解的k个模态分量对应的中心频率的集合，{ω
qβ
}为瞬时无功功率q分解的k个模态分量对应的中心频率的集合,t为时间，δ(t)为狄拉克函数，符号*为卷积运算符，π为圆周率，j为虚数单位，为对函数求时间t的偏导数，为二范数平方运算，p
β
(t)为有功功率模态分量p
β
在t时刻对应的有功功率，q
β
(t)为无功功率模态分量q
β
在t时刻对应的无功功率；ω
pβ
为有功功率模态分量p
β
对应的中心频率，ω
qβ
为无功功率模态分量q
β
对应的中心频率；
其次，求解所构建的瞬时有功功率p的约束变分问题，得到瞬时有功功率p分解的k个模态分量，在瞬时有功功率p分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征有功模态求解所构建的瞬时无功功率q的约束变分问题，得到瞬时无功功率q分解的k个模态分量，在瞬时无功功率q分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征无功模态步骤4，对步骤3中得到的特征有功模态和特征无功模态采用滑动平均滤波算法进行处理，得到有功直流分量和无功直流分量具体如下：设定窗口宽度为n；令特征有功模态在所述窗口以单位控制周期进行滑动存储，则窗口中的特征有功模态的数值个数为n，记该窗口的特征有功模态的第i个值为将特征有功模态的n个值进行算数平均得到有功直流分量令特征无功模态在所述窗口以单位控制周期进行滑动存储，则窗口中的特征无功模态的数值个数为n，记该窗口的特征无功模态的第j个值为将特征无功模态的n个值进行算数平均得到无功直流分量有功直流分量和无功直流分量的表达式分别为：的表达式分别为：步骤5，根据步骤4中输出的有功直流分量和无功直流分量分别对有功-频率和无功-电压进行下垂控制，其下垂控制方程式分别为：电压进行下垂控制，其下垂控制方程式分别为：式中，ω为经下垂控制得到的变流器频率指令，e
d
为经下垂控制得到的d轴电压闭环指令，ω
*
为变流器的工频频率，e
*
为变流器空载时的额定电压，m为变流器的有功功率下垂系数，r为变流器的无功功率下垂系数，p
n
为变流器的输出额定有功功率，q
n
为变流器的输出额定无功功率；步骤6，将步骤5中得到的经下垂控制得到的变流器频率指令ω和经下垂控制得到的d轴电压闭环指令e
d
，经电压电流双闭环控制得到变流器d轴的输出信号e
di
和变流器q轴的输
出信号e
qi
；令q轴电压闭环指令e
q
＝0；将经下垂控制得到的d轴电压闭环指令e
d
与输出电压d轴分量e
od
经过d轴的电压闭环控制，得到变流器d轴桥臂电感电流i
ldr
；将q轴的电压闭环指令e
q
与变流器输出电压q轴分量e
oq
经过q轴的电压闭环控制，得到变流器q轴桥臂电感电流i
lqr
，其d轴电压闭环控制方程和q轴电压控制方程分别为：轴电压控制方程分别为：其中，k
pv
为电压闭环比例调节器系数，k
i
为电压闭环积分调节器系数；将变流器d轴桥臂电感电流i
ldr
与桥臂电感电流d轴分量i
ld
经d轴桥臂电感电流闭环控制，得到变流器d轴的输出信号e
di
；将变流器q轴桥臂电感电流i
lqr
与桥臂电感电流q轴分量i
lq
经q轴桥臂电感电流闭环控制，得到变流器q轴的输出信号e
qi
，d轴桥臂电感电流闭环控制方程和q轴桥臂电感电流控制方程分别为：e
di
＝(i
ldr-i
ld
)k
pi
e
qi
＝(i
lqr-i
lq
)k
pi
其中，k
pi
为变流器桥臂电感电流闭环比例调节系数；步骤7，计算dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
，其计算式分别为：e
mdi
＝e
d
+e
di
e
mqi
＝e
q
+e
qi
将dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
经过park反变换得到αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
，再将该αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
经clarke反变换得到abc坐标系下的三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
，该三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
经spwm调制后作为igbt电路的驱动信号。2.根据权利要求1所述的基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，其特征在于，步骤3中所述的求解所构建的瞬时有功功率p的约束变分问题和求解所构建的瞬时无功功率q的约束变分问题包括以下步骤：(1)根据所构建的约束变分问题，引入二次惩罚因子α，有功lagrange乘法算子λ
p
，无功lagrange乘法算子λ
q
，将所构建的约束变分问题变为无约束变分问题，得到其增广拉格朗日表达式，其中，瞬时有功功率p的增广拉格朗日表达式表示为：
式中，λ
p
(t)为有功lagrange乘法算子λ
p
的时间变化；λ
q
(t)为无功lagrange乘法算子λ
q
的时间变化；(2)利用交替方向乘子法，结合parseval/plancherel、傅里叶等距变换，通过交替更新找到无约束变分问题的极小值点，经第n+1次迭代更新得到的详细过程如下：的详细过程如下：的详细过程如下：经第n+1次迭代更新得到的详细过程如下：的详细过程如下：的详细过程如下：其中，ω表示频域变量，n是c次迭代中的任意一次迭代，n＝1,2,...,c，c为最大迭代次数，是瞬时有功功率p(t)对应的频域上的瞬时有功功率形式，记为频域瞬时有功
是瞬时无功功率q(t)对应的频域上的瞬时无功功率形式，记为频域瞬时无功为频域瞬时有功的第β个模态分量的第n+1次迭代，为频域瞬时无功的第β个模态分量的第n+1次迭代，和表示频域瞬时有功的第z个模态分量的第n+1次迭代和第n次迭代，和表示频域瞬时无功的第z个模态分量的第n+1次迭代和第n次迭代，z＝1,2...,k，和是有功lagrange乘法算子λ
p
(t)对应的频域上的第n+1次迭代和第n次迭代后的有功lagrange乘法算子，和是无功lagrange乘法算子λ
q
(t)对应的频域上的第n+1次迭代和第n次迭代后的无功lagrange乘法算子，τ为噪声容限；(3)设定验证阈值ε，ε＞0；对瞬时有功功率p进行以下终止迭代的判断：若且n≤c，则增加一次迭代次数，返回步骤(2)，进行下一次的迭代更新，若或n＞c，则终止迭代，输出瞬时有功功率p分解的k个模态分量，在瞬时有功功率p分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征有功模态对瞬时无功功率q进行以下终止迭代的判断：若且n≤c，则增加一次迭代次数，返回步骤(2)，进行下一次的迭代更新，若或n＞c，则终止迭代，输出瞬时无功功率q分解的k个模态分量，在瞬时无功功率q分解的k个模态分量中取频率值最小的一个记为特征无功模态3.根据权利要求1所述的基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，其特征在于，步骤7所述dq坐标系下的调制波e
mdi
,e
mqi
经过park反变换得到αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
，其park反变换公式为：e
mαi
＝e
mdi
cosθ
refi-e
mqi
sinθ
refi
e
mβi
＝e
mdi
sinθ
refi
+e
mqi
cosθ
refi
其中，θ
refi
为经下垂控制得到的变流器频率指令ω经积分运算得到的变流器相角指令，积分运算的计算公式为：4.根据权利要求1所述的基于vmd-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，其特
征在于，步骤7所述αβ坐标系下的调制波e
mαi
,e
mβi
经clarke反变换得到abc坐标系下的三相调制波e
mai
,e
mbi
,e
mci
，其clarke反变换公式为：e
mai
＝e
mαimαi

技术总结
本发明公开了一种基于VMD-滑动平均滤波的新能源变流器功率滤波方法，属于并网变流器控制领域，本方法首先计算变流器输出的瞬时有功功率和瞬时无功功率，利用VMD算法将瞬时有功功率和瞬时无功功率分别分解为K个模态分量，在瞬时有功功率和瞬时无功功率分别分解的K个模态分量中分别取频率值最小的一个模态分量，再经滑动平均滤波后得到其直流分量，然后对有功直流分量和无功直流分量进行下垂控制，最后对输出电压和电流进行双闭环控制。本发明使新能源变流器在多时间尺度宽频振荡特性的系统运行情况下，有效抑制了宽频谐波对系统的影响，提高了系统的稳定性。提高了系统的稳定性。提高了系统的稳定性。


技术研发人员：徐海珍 尹新林 余畅舟 陆冰蕾 王庆龙 刘淳
受保护的技术使用者：合肥学院
技术研发日：2022.05.05
技术公布日：2022/7/5