1.本发明涉及电子电路技术领域，特别是涉及开关变换器的控制电路及开关变换器。
背景技术：2.传统的dc-dc变换器在负载较重的情况下工作在pwm模式，当负载较轻的时候，需要进入pfm模式来达到轻载高效的目的。在现有技术中，通常是将在pfm模式下的导通时间跟pwm模式下的导通时间保持相同，然后根据负载的大小来调节pfm模式下的关断时间，即关断时间随着负载变轻而加长，但在进入pfm后，若还是保持跟pwm模式下的导通时间一样，则会使得每次导通时间所输送到输出端的能量比较大，导致输出电压在负载轻的时候纹波电压比较大。
技术实现要素：3.本发明实施例提供了一种开关变换器的控制电路及开关变换器，以至少解决现有在轻载模式下工作时，输出电压的纹波电压较大的问题。
4.第一方面，本发明实施例提供了一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括主功率开关管，包括导通时间控制电路以及导通时间调节电路，
5.所述导通时间控制电路根据所述开关变换器的输入电压和输出电压控制所述主功率开关管的导通时间，
6.所述导通时间调节电路与所述导通时间控制电路连接，所述导通时间调节电路根据所述输出电压获得导通时间调节信号，
7.当所述开关变换器的负载功率小于功率阈值时，所述导通时间控制电路接收所述导通时间调节信号以减小一个开关周期内所述主功率开关管的导通时间。
8.优选地，所述控制电路还包括误差放大电路，所述误差放大电路根据所述开关变换器的输出电压反馈信号和基准电压信号以获得误差放大信号。
9.优选地，所述开关变换器的电感电流小于电流阈值或所述误差放大信号小于第一电压阈值或所述输出电压大于第二电压阈值时，则表征所述开关变换器的负载功率小于功率阈值。
10.优选地，所述导通时间调节电路根据所述输出电压和预设的第三电压阈值产生的误差信号以获得所述导通时间调节信号。
11.优选地，当所述输出电压大于所述第三电压阈值时，所述导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号。
12.优选地，所述导通时间调节电路根据所述误差放大信号和预设的第四电压阈值产生的误差信号以获得所述导通时间调节信号。
13.优选地，当所述误差放大信号小于所述第四电压阈值时，所述导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号。
14.优选地，所述导通时间调节电路包括电流产生电路和电流转换电路，
15.所述电流产生电路接收所述误差信号，以产生与所述误差信号成正比例的第一电流信号，
16.所述电流转换电路接收所述第一电流信号，以获得与所述第一电流信号成比例系数的第二电流信号，
17.所述第二电流信号作为所述导通时间调节信号传输给所述导通时间控制电路。
18.优选地，所述控制电路还包括第一比较器和锁存器，
19.所述第一比较器接收所述误差放大信号和所述开关变换器的电感电流信号，以根据比较结果控制所述主功率开关管的关断时间，
20.所述锁存器的置位端连接所述第一比较器的输出端，复位端连接所述导通时间控制电路的输出端，以根据两者的输出信号控制所述主功率开关管的通/断。
21.优选地，所述导通时间控制电路包括充放电电路和比较电路，
22.所述充放电电路接收与所述输出电压成比例的第一充电电流对充电电容充电以获得充电电压信号，
23.所述比较电路比较所述充电电压信号和第二电压信号，以获得比较信号，所述第二电压信号为所述输出电压和输入电压的差值进行分压获得，
24.当所述开关变换器的负载功率小于功率阈值时，所述导通时间调节信号作为第二充电电流对所述充电电容充电，
25.根据所述比较信号控制所述主功率开关管的导通时间以及所述充电电容的放电。
26.优选地，所述比较电路为第二比较器，所述充电电压信号传输至所述第二比较器的正向输入端，所述第二电压信号传输至所述第二比较器的负向输入端，
27.当主功率开关管导通后，所述充电电压信号开始上升，所述充电电压信号上升达到所述第二电压信号的时间为导通时间。
28.第二方面，本发明实施例提供了一种开关变换器，包括dc-dc变换电路和以上任一项实施例所述的开关变换器的控制电路，其中，所述dc-dc变换电路为降压变换电路、升压变换电路、升降压变换电路中的任意一种。
29.相比于相关技术，本发明实施例提供的开关变换器的控制电路及开关变换器，通过在控制电路中增加了导通时间调节电路，在dc-dc变换电路中，当电路的负载功率小于一定值时，导通时间调节电路会根据输出电压的大小来生成相应的导通时间调节信号，然后导通时间控制电路会根据导通时间调节信号来减小主功率开关管的导通时间。主功率开关管的导通时间减小后，降低了输出电压的峰值，从而与现有的技术相比，达到了轻载模式下输出电压的纹波更小的效果。另一方面，本发明的导通时间调节电路由简单的电子器件构成，因此本发明的技术方案还能节省硬件成本。
附图说明
30.此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
31.图1是本发明一实施例的开关变换器的控制电路的电路原理图；
32.图2是本发明一实施例的导通时时间控制电路和导通时间调节电路的电路原理
图；
33.图3是本发明另一实施例的导通时时间控制电路和导通时间调节电路的电路原理图；
34.图4(a)是本发明一实施例的开关变换器的控制电路的工作波形图；
35.图4(b)是现有技术的开关变换器的工作波形图。
具体实施方式
36.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行描述和说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。基于本发明提供的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。此外，还可以理解的是，虽然这种开发过程中所作出的努力可能是复杂并且冗长的，然而对于与本发明公开的内容相关的本领域的普通技术人员而言，在本发明揭露的技术内容的基础上进行的一些设计，制造或者生产等变更只是常规的技术手段，不应当理解为本发明公开的内容不充分。
37.在本发明中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本发明的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域普通技术人员显式地和隐式地理解的是，本发明所描述的实施例在不冲突的情况下，可以与其它实施例相结合。
38.除非另作定义，本发明所涉及的技术术语或者科学术语应当为本发明所属技术领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明所涉及的“一”、“一个”、“一种”、“该”等类似词语并不表示数量限制，可表示单数或复数。本发明所涉及的术语“包括”、“包含”、“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含；例如包含了一系列步骤或模块(单元)的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可以还包括没有列出的步骤或单元，或可以还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。本发明所涉及的“连接”、“相连”、“耦接”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电气的连接，不管是直接的还是间接的。本发明所涉及的“多个”是指大于或者等于两个。“和/或”描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“a和/或b”可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。本发明所涉及的术语“第一”、“第二”、“第三”等仅仅是区别类似的对象，不代表针对对象的特定排序。
39.本发明实施例提供了一种开关变换器的控制电路，主要应用在开关变换器中，具体电路原理图参考图1，本实施例以开关变换器为升压变换器为例对本发明的控制电路进行说明，如图1所示，功率级电路包括主功率开关管q1和续流开关管q2，控制电路包括反馈电路、误差放大电路、调节电路u2、第一比较电路、锁存器u4和信号控制电路u5。
40.其中，升压变换器中包括升压型dc-dc变换电路，误差放大电路包括误差放大器u1，第一比较电路包括第一比较器u3。反馈电路的输入端连接dc-dc变换电路的输出端，用于获取dc-dc变换电路的输出电压v
out
，反馈电路的输出端连接误差放大器u1的负输入端。具体地，反馈电路包括第一反馈电阻r
f1
和第二反馈电阻r
f2
，其中，第一反馈电阻r
f1
的第一端连接dc-dc变换电路的输出端，第一反馈电阻r
f1
的第二端连接第二反馈电阻r
f2
的第一
端，第二反馈电阻r
f2
的第二端与接地端连接；第一反馈电阻r
f1
和第二反馈电阻r
f2
之间的连接点作为反馈电路的输出端，经过两个反馈电阻对dc-dc变换电路的输出电压v
out
进行分压后，得到输出电压反馈信号，即图1中的反馈电压v
fb
，该反馈电压v
fb
接入到误差放大器u1的负输入端。
41.在本发明实施例中，误差放大电器u1根据开关变换器的输出电压反馈信号v
fb
和基准电压信号v
ref_1
以获得误差放大信号，误差放大信号可以理解为是误差信号经过补偿处理过的补偿信号。
42.如图1所示，第一比较器u3的正输入端与误差放大器u1的输出端连接，接收误差放大器u1输出的误差放大信号v
comp1
，第一比较器u3的负输入端接收表征dc-dc变换电路的电感电流i
l
的信号，第一比较器u3的输出端连接锁存器u4的置位端s。第一比较器u3接收误差放大信号v
comp1
和表征开关变换器的电感电流信号i
l
的信号，以根据比较结果控制主功率开关管的关断时间。
43.参考图1可知，调节电路u2的第一输入端与误差放大器的输出端连接，接入误差放大信号v
comp1
；第二输入端连接dc-dc变换电路的输入端，接入dc-dc变换电路的输入电压v
in
；调节电路u2的第三输入端连接dc-dc变换电路的输出端，接入dc-dc变换电路的输出电压v
out
，调节电路u2的输出端连接锁存器u4的复位端r。锁存器u4的置位端s连接第一比较器u3的输出端，复位端r连接调节电路u2的输出端，以根据两者的输出信号控制主功率开关管的通/断。本实施例的控制电路还包括信号控制电路u5，锁存器u4的输出端连接信号控制电路u5的输入端，信号控制电路u5的输出端连接dc-dc变换电路中的开关管的控制端。其中，信号控制电路u5的第一输出端s1与续流开关管q2连接，信号控制电路u5的第二输出端s2与主功率开关管q1连接，锁存器u4和信号控制电路u5根据锁存器置位端s和复位端r接收到的信号来控制两个开关管的导通和关断。
44.在本发明实施例中，当开关变换器的负载功率小于预设的功率阈值时(即负载较轻)，本发明的控制电路工作在pfm模式下，调节电路u2根据该误差放大信号v
comp1
输出相应的调节信号以减小主功率开关管的导通时间t
on
，或者是，调节电路u2根据该输出信号输出相应的调节信号以减小主功率开关管的导通时间t
on
。在本实施例中，对于负载功率的判断可设定多个判定标准，如开关变换器的电感电流小于电流阈值、或误差放大信号小于第一电压阈值、或开关变换器的输出电压大于第二电压阈值时，则表征开关变换器的负载功率小于功率阈值。其中，电流阈值、第一电压阈值和第二电压阈值都可以预先设定。
45.在本发明的优选实施例中，调节电路u2包括导通时间控制电路以及导通时间调节电路，具体地如图2所示，导通时间控制电路u7根据开关变换器的输入电压v
in
和输出电压v
out
控制主功率开关管q1的导通时间；导通时间调节电路u6的输出端与导通时间控制电路u7的输入端连接，导通时间调节电路u6根据输出电压获得导通时间调节信号。具体地，所述导通时间调节电路根据所述输出电压和预设的第三电压阈值产生的误差信号以获得所述导通时间调节信号，且当所述输出电压大于所述第三电压阈值时，所述导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号。这里，所述第三电压阈值与所述第二电压阈值可以相等，即所述输出电压达到第二电压阈值时，则导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号，同时，导通时间控制电路u7接收导通时间调节信号以减小一个开关周期内主功率开关管q1的导通时间。
46.具体地，导通时间调节电路还包括电流产生电路和电流转换电路，电流产生电路接收所述误差信号，以产生与误差信号成正比例的第一电流信号，电流转换电路接收第一电流信号，以获得与第一电流信号成比例系数的第二电流信号，第二电流信号作为导通时间调节信号传输给导通时间控制电路。
47.具体地，电流产生电路包括第二误差放大器u9，第二误差放大器u9将输出电压反馈信号v
fb
与第三电压阈值v
ref_3
进行比较，产生第二误差信号v
comp2
。电流转换电路的输入端与第二误差放大器u9的输出端连接，将第二误差信号v
comp2
进行转换得到导通时间调节信号；导通时间控制电路u7的输入端与导通时间调节电路u6的输出端连接，导通时间控制电路u7根据导通时间调节信号来调节主功率开关管q1的导通时间。
48.其中，本实施例的电流产生电路根据第二误差信号v
comp2
生成与第二误差信号v
comp2
成正比例的第一电流信号i_gm，并将第一电流信号i_gm输送给电流转换电路；电流转换电路接收该第一电流信号i_gm，并将第一电流信号i_gm进行转换得到与所述第一电流信号成一定比例系数的第二电流信号i_ton，电流转换电路将第二电流信号i_ton作为导通时间调节信号传输给导通时间控制电路u7，在本实施例中，比例系数可根据电路需要设定，为大于零的正数。
49.更具体地，电流转换电路可以为一镜像电流源，镜像电流源连接在误差放大器的输出端和接地端之间，根据第二误差放大器u9输出的误差信号输出第一电流信号i_gm；镜像电流源连接在导通时间控制电路u7的输入端和接地端之间，将第一电流信号i_gm转换为第二电流信号i_ton，并作为导通时间调节信号输出。根据误差放大器的工作原理，当所述输出电压大于所述第三电压阈值时，所述第一电流信号的电流方向为向上，即流入到误差放大器的内部，这时，所述导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号；当所述输出电压小于所述第三电压阈值时，所述第一电流信号的电流方向为向下，即流出到误差放大器的内输出端，这时，所述导通时间调节电路停止所述导通时间调节信号的输出。
50.对于导通时间控制电路u7，参考图2，包括第一电阻r1、充电电容c、电子开关k；比较电路包括第二电阻r2、第三电阻r3和第二比较器u8。在本发明实施例中，电子开关k一般采用mos管，充电电容c充电达到的电压到第二比较器u8负向输入端的值时，第二比较器u8输出比较信号来控制主功率开关管q1的导通时间，同时将电子开关k闭合，即可释放充电电容c的电压。具体地的连接关系如图2所示，其中，第一电阻r1的第一端与dc-dc变换电路的输入端连接，第一电阻r1的第二端与充电电容c的第一端连接，充电电容c的第二端与接地端连接；第一电阻r1和充电电容c之间的连接点作为导通时间控制电路u7的输入端；电子开关k的第一端连接第一电阻r1和充电电容c之间的连接点，电子开关k的第二端连接充电电容c的第二端，电子开关k的第三端连接第二比较器u8的输出端；第二电阻r2的第一端接入dc-dc变换电路的输入-输出电压差值信号v
out-v
in
，第二电阻r2的第二端与第三电阻r3的第一端连接，第三电阻r3的第二端与接地端连接；第二比较器u8的正输入端与第一电阻r1和充电电容c之间的连接点连接，第二比较器u8的负输入端与第二电阻r2和第三电阻r3之间的连接点连接，第二比较器u8的输出端与锁存器u4的复位端r连接，第二比较器u8的输出的比较信号为高电平有效状态时，则复位端信号有效，控制主功率开关管关断，由此可控制主主功率开关管的导通时间。
51.在本实施例中，充放电电路接收与输出电压成比例的第一充电电流对充电电容c
充电以获得充电电压信号，比较电路比较充电电压信号和第二电压信号，以获得比较信号。其中，第二电压信号为输出电压v
out
和输入电压v
in
的差值进行分压获得。当开关变换器的负载功率小于功率阈值时，导通时间调节信号(即第二电流信号i_ton)作为第二充电电流对充电电容c充电，根据比较信号控制主功率开关管的导通时间t
on
以及充电电容c的放电。
52.在本发明的一优选实施例中，比较电路为第二比较器u8，充电电压信号传输至第二比较器u8的正向输入端，第二电压信号传输至第二比较器u8的负向输入端，当主功率开关管q1导通后，充电电压信号开始上升，充电电压信号上升达到第二电压信号的时间为导通时间t
on
。并且，第二比较器u8输出的比较信号变为高电平有效状态，控制开关k导通使得充电电容放电。
53.当电路工作在pfm模式下，调节电路u2根据误差信号来减小主功率开关管的导通时间，从而避免出现pfm模式下的导通时间与pwm模式下的导通时间相同，导致在轻载模式下输出电压过大的问题，由于主功率开关管的每个开关周期内的导通时间变小，开关变换器的输出电压的峰值减小，从而使得开关变换器输出的电压波纹减小。
54.在本发明的另一实施例中，参考图3，本实施例的控制电路还包括第三误差放大器u10。其中，第三误差放大器u10的负输入端接入第四电压阈值v
comp_r
，正输入端与第一误差放大器u1的输出端连接以获得误差放大信号v
comp1
；第三误差放大器u10的输出端与导通时间调节电路的输入端连接。在本实施例中，当误差放大信号v
comp1
小于所述第四电压阈值v
comp_r
时，第三误差放大器u10生成第三误差信号v
comp3
，导通时间调节电路根据第三误差信号v
comp3
生成导通时间调节信号。这里，第四电压阈值与第一电压阈值可以相等，即所述第三误差信号v
comp3
小于第一电压阈值时，则导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号，同时，导通时间控制电路u7接收导通时间调节信号以减小一个开关周期内主功率开关管q1的导通时间。
55.更具体的，电流产生电路根据第三误差放大器u10输出的第三误差信号v
comp3
生成第一电流信号i_gm；镜像电流源将第一电流信号i_gm转换为第二电流信号i_ton，并作为导通时间调节信号输出。当误差放大信号大于第四电压阈值时，第一电流信号的电流方向为向上，导通时间调节电路输出导通时间调节信号；当误差放大信号小于第四电压阈值时，第一电流信号的电流方向为向下，这时，导通时间调节电路停止导通时间调节信号的输出。
56.需要说明的是，本实施例中的导通时间控制电路具体示例可以参考图2实施例及可选实施方式中所描述的示例，本实施例在此不再赘述。
57.结合图4(a)的工作波形图，对图1和图2的控制电路的工作过程进行详细的说明。具体地，当dc-dc变换电路负载较重，即负载功率大于功率阈值时，电路工作在pwm模式，dc-dc电路处于ccm(连续电流模式)阶段，此时开关管q1和q2在一个开关周期内是交替导通的，因此电路中的电流是连续不间断的。当负载功率小于功率阈值时，控制电路进入pfm控制模式，dc-dc变换电路进入到dcm(不连续电流模式)阶段，此时开关管q1和q2在一个开关周期内的burst on模式下是交替导通的、burst off模式下是断开的。具体地，在t1时刻前，控制电路工作在pwm模式；在t1时刻后，dc-dc变换电路负载较轻，控制电路进入pfm工作模式，dc-dc变换电路处于dcm(不连续电流模式)阶段，此时dc-dc变换电路的输出电压vout_pfm高于pwm工作模式中的输出电压vout_pwm。在t1-t2、t3-t4时刻，控制电路工作在burst on模式，此时开关管q1和q2交替导通，dc-dc变换电路的输出电压仍处在上升趋势；在t2-t3时
刻，控制电路工作在burst off模式，此时开关管q1和q2均处于关闭状态，dc-dc变换电路的输出电压下降。
58.在t1时刻负载功率下降到一定值后，控制电路切换开关变换器到pfm工作模式，此时主功率开关管q1导通，电感l上的电流i
l
线性上升，dc-dc变换电路的输出电压v
out_pfm
上升，此时误差放大器u1实时将反馈电路输出的反馈电压v
fb
与基准电压v
ref_1
进行比较，当反馈电压小于基准电压时，第一比较器u3实时将表征dc-dc变换电路的电感电流的采样信号与误差放大器u1输出的误差放大信号v
comp1
进行比较，当采样信号小于误差放大信号v
comp1
时，第一比较器输出高电平，信号控制电路u5控制主功率开关管主功率开关管q1导通、续流开关管续流开关管q2关断，此后电感电流线性上升，如此循环，直到反馈电压大于基准电压。
59.开关变换器在pfm工作模式，误差放大电路u1输出的误差放大信号v
comp1
输入到导通时间调节电路u6，通过导通时间调节电路u6得到与输出电压成比例的第二电流信号i_ton(即导通时间调节信号)，此时第二电流信号给和第一充电电流一起给充电电容充电。由于充电电容c上增加了一个电流信号，因此使得电容实现快速充电并达到预设电压值，此时第二比较器u8正输入端的电压大于负输入端的，则第二比较器u8输出使得主功率开关管q1关闭的比较信号。本发明通过导通时间调节电路u6输出的电流信号缩短了电容的充电时间，因此缩短了一个开关周期中主功率开关管的导通时间t
on
，避免dc-dc变换电路给输出过多的能量导致输出电压持续上升，达到了在轻载模式下，降低输出电压的纹波的效果。
60.图4(b)是采用现有pwm-pfm双模式控制电路的工作波形图，与4(a)的工作波形图相比，可看出采用本发明技术方案的控制电路的dc-dc变换电路的输出电压v
out
的纹波较小。
61.在本发明的一实施例中，提供了一种开关变换器，具体地参考图1，包括dc-dc变换电路和以上任一实施例所述的开关变换器的控制电路。其中，dc-dc变换电路为升压变换电路，包括电感l、主功率开关管q1和续流开关管续流开关管q2，电感l的第一端作为dc-dc变换电路的输入端接入输入电压v
in
，电感l的第二端分别连接续流开关管q2的源极和主功率开关管主功率开关管q1的漏极，续流开关管q2的漏极作为dc-dc变换电路的输出端输出电压v
out
，主功率开关管q1的漏极连接接地端，续流开关管q2和主功率开关管q1的栅极与轻载低纹波控制电路的输出端连接。本实施例的变压器能够实现升压的功能。
62.在本发明的另一实施例中，提供了一种开关变换器，包括dc-dc变换电路和以上任一实施例所述的开关变换器的控制电路。其中，dc-dc变换电路为降压变换电路，包括电感、主功率开关管和续流开关管，主功率开关管和续流开关管的栅极与新的轻载低纹波控制电路的输出端连接，主功率开关管的源极作为dc-dc变换电路的输入端接入输入电压，主功率开关管的漏极分别与续流开关管的漏极和电感的第一端连接，续流开关管的源极与接地端连接，电感的第二端作为dc-dc变换电路的输出端输出电压。本实施例的变换器能够实现降压的功能。
63.在本发明的另一实施例中，提供了一种开关变换器，包括dc-dc变换电路和以上任一实施例所述的开关变换器的控制电路，其中，dc-dc变换电路为升降压变换电路。
64.需要说明的是，本实施例中的具体示例可以参考上述实施例及可选实施方式中所描述的示例，本实施例在此不再赘述。
65.本领域的技术人员应该明白，以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
66.以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。
技术特征：1.一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括主功率开关管，其特征在于，包括导通时间控制电路以及导通时间调节电路，所述导通时间控制电路根据所述开关变换器的输入电压和输出电压控制所述主功率开关管的导通时间，所述导通时间调节电路的输出端与所述导通时间控制电路的输入端连接，所述导通时间调节电路根据所述输出电压获得导通时间调节信号，当所述开关变换器的负载功率小于功率阈值时，所述导通时间控制电路接收所述导通时间调节信号以减小一个开关周期内所述主功率开关管的导通时间。2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括误差放大电路，所述误差放大电路根据所述开关变换器的输出电压反馈信号和基准电压信号以获得误差放大信号。3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述开关变换器的电感电流小于电流阈值或所述误差放大信号小于第一电压阈值或所述输出电压大于第二电压阈值时，则表征所述开关变换器的负载功率小于功率阈值。4.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间调节电路根据所述输出电压和预设的第三电压阈值产生的误差信号以获得所述导通时间调节信号。5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，当所述输出电压大于所述第三电压阈值时，所述导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号。6.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间调节电路根据所述误差放大信号和预设的第四电压阈值产生的误差信号以获得所述导通时间调节信号。7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，当所述误差放大信号小于所述第四电压阈值时，所述导通时间调节电路输出所述导通时间调节信号。8.根据权利要求5或7所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间调节电路包括电流产生电路和电流转换电路，所述电流产生电路接收所述误差信号，以产生与所述误差信号成正比例的第一电流信号，所述电流转换电路接收所述第一电流信号，以获得与所述第一电流信号成比例系数的第二电流信号，所述第二电流信号作为所述导通时间调节信号传输给所述导通时间控制电路。9.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括第一比较器和锁存器，所述第一比较器接收所述误差放大信号和所述开关变换器的电感电流信号，以根据比较结果控制所述主功率开关管的关断时间，所述锁存器的置位端连接所述第一比较器的输出端，复位端连接所述导通时间控制电路的输出端，以根据两者的输出信号控制所述主功率开关管的通/断。10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间控制电路包括充放电电路和比较电路，所述充放电电路接收与所述输出电压成比例的第一充电电流对充电电容充电以获得充电电压信号，
所述比较电路比较所述充电电压信号和第二电压信号，以获得比较信号，所述第二电压信号为所述输出电压和输入电压的差值进行分压获得，当所述开关变换器的负载功率小于功率阈值时，所述导通时间调节信号作为第二充电电流对所述充电电容充电，根据所述比较信号控制所述主功率开关管的导通时间以及所述充电电容的放电。11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述比较电路为第二比较器，所述充电电压信号传输至所述第二比较器的正向输入端，所述第二电压信号传输至所述第二比较器的负向输入端，当主功率开关管导通后，所述充电电压信号开始上升，所述充电电压信号上升达到所述第二电压信号的时间为导通时间。12.一种开关变换器，其特征在于，包括dc-dc变换电路和权利要求1-10任一项所述的开关变换器的控制电路，其中，所述dc-dc变换电路为降压变换电路、升压变换电路、升降压变换电路中的任意一种。
技术总结本申请公开了一种开关变换器的控制电路及开关变换器，控制电路包括导通时间控制电路以及导通时间调节电路，导通时间控制电路根据开关变换器的输入电压和输出电压控制主功率开关管的导通时间，导通时间调节电路与导通时间控制电路连接，导通时间调节电路根据输出电压获得导通时间调节信号，当开关变换器的负载功率小于功率阈值时，导通时间控制电路接收导通时间调节信号以减小一个开关周期内所述主功率开关管的导通时间。本发明通过在控制电路中增加导通时间调节电路，当电路的负载功率减小时，控制电路根据输出电压来减小主功率开关管的导通时间，达到了减小输出电压纹波的目的。的。的。
技术研发人员：俞杨威 李智 温海涛
受保护的技术使用者：杰华特微电子股份有限公司
技术研发日：2022.04.29
技术公布日：2022/7/4
