1.本技术涉及电子电路领域，特别是涉及一种电源切换系统及切换方法。
背景技术：2.近年来，随着电子技术的发展，对于电源的要求也越来越多，从精细化的小电源至高电压的大电源的转化，图1为现有的一种常见的两极式电源切换电路，如图1所示，其中第一级模块不需要调节中间母线电压，可采用开环固定占空比控制，因此称之为固定变比模块。第二级为调压模块，第一级模块将48v母线转换成一个较低的中间母线电压，第二级模块将中间母线电压转换成输出低电压。
3.现有的电源切换电路进行工作时的电源切换对电源转换装置本身而言，由于电源切换所导致的工作条件变换，要求承受更高的电压、实现更高的降压比（例如输入电压/输出电压，原先是12比1，现在是48比1），且由于存在一种被称为电荷分配损耗（charge sharing loss）的固有损耗，即两个电压不相等的电容直接并联后，它们的电荷将进行重新分配，期间会产生较高的瞬态电流，而在现有的电源切换电路中，由于对于开关控制以及导通未进行任何要求，所以导致电源切换电路中的电容的电压在一个周期内不相等，从而在电路中产生损耗，在降低中间母线电压之后，第一级模块的变比增加，如从4比1增加至6比1、8比1、12比1，导致第一级模块所需的元器件数量增多，从而导致电源切换电路本身的效率降低。
4.鉴于上述技术，寻找一种能防止电源切换系统的效率降低的同时能够防止电荷分配损耗的电源切换方法是本领域技术人员亟待解决的问题。
技术实现要素：5.本技术的目的是提供一种电源切换系统及方法，以便于解决当前的由于两个电压不相等的电容直接并联后，它们的电荷将进行重新分配，期间会产生较高的瞬态电流，而在现有的电源切换电路中，由于对于开关控制以及导通未进行任何要求，所以导致电源切换电路中的电容的电压在一个周期内不相等，从而在电路中产生损耗，在降低中间母线电压之后，第一级模块的变比增加，如从4比1增加至6比1、8比1、12比1，导致第一级模块所需的元器件数量增多，从而导致电源切换电路本身的效率降低的问题。
6.为解决上述技术问题，本技术提供了一种电源切换方法，应用于包含dickson变换器，多个串联电容buck变换器的电源切换系统，所述dickson变换器的输入端连接高压电源，且所述dickson变换器的输出端连接各所述串联电容buck变换器的输入端，所述串联电容buck变换器为电流型负载，且各所述串联电容buck变换器的输出端连接负载，所述方法包括：在所述高压电源输入的情况下，通过控制所述dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式以及时间，以便于各所述飞跨电容在所述dickson变换器的一个周期内保持电压不变，其中，电压转换比为n比1
的所述dickson变换器中有（n-1）组桥臂，每一组桥臂由两个开关串联组成，有（2n-2）个处于桥臂上的所述桥臂开关，n个所述通路开关串联在所述dickson变换器的电路主路上以及（n-1）个所述飞跨电容设置于桥臂的连接点与所述通路开关之间，且n为大于等于2的正整数；根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保所述dickson变换器的不同开关关闭的阶段所输入各所述串联电容buck变换器的电流平均值相等。
7.优选地，当n为奇数时，所述通过控制所述dickson变换器的所述桥臂开关以及所述通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制所述飞跨电容接入电路的方式包括：控制所述dickson变换器进入第一导通阶段，所述第一导通阶段为从输出端开始往输入端，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第奇数个通路开关导通、第偶数个通路开关断开，且所述第一导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+5)/4n；所述第一导通阶段结束后，控制所述dickson变换器进入第二导通阶段，所述第二导通阶段为从输出端开始往输入端，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个所述通路开关导通、第奇数个所述通路开关断开，所述第二导通阶段在一个周期内的时间占比为(2n-2)/4n；所述第二导通阶段结束后，控制所述dickson变换器进入第三导通阶段，所述第三导通阶段为从输出端开始往输入端，第一个桥臂和最后一个桥臂的所述桥臂开关都断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第一个和最后一个所述通路开关断开，其他的所述通路开关中，第奇数个所述通路开关导通、第偶数个所述通路开关断开，所述第三导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-3)/4n。
8.优选地，当n为偶数时，所述通过控制所述dickson变换器的所述桥臂开关以及所述通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制所述飞跨电容接入电路的方式包括：控制所述dickson变换器进入第一导通阶段，所述第一导通阶段为从输出端开始往输入端，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个所述通路开关导通、第奇数个所述通路开关断开，且所述第一导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+2)/4n；所述第一导通阶段结束后，控制所述dickson变换器进入第二导通阶段，所述第二导通阶段为从输出端开始往输入端，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个通路开关断开、第奇数个通路开关导通，所述第二导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+2)/4n；所述第二导通阶段结束后，控制所述dickson变换器进入第三导通阶段，所述第三导通阶段为从输出端开始往输入端，第一个桥臂上所有开关都断开，其他第奇数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端往输入端，第奇数个所述通路开关和最后一个串联开关断开、其他
第偶数个所述通路开关导通，所述第三导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-2)/4n；所述第三导通阶段结束后，控制所述dickson变换器进入第四导通阶段，所述第四导通阶段为从输出端开始往输入端，第n-1个桥臂上所有开关都断开，其他第偶数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端往输入端，第偶数个所述通路开关和第一个串联开关断开、其他第奇数个所述通路开关导通，所述第四导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-2)/4n。
9.优选地，根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值由如下方式计算获得；当n=3时，满足，t
s1
/3=(kt
s2
)/m；当n为大于等于5的奇数时，满足(n-3)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m；当n为大于等于4的偶数时，满足(n-2)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m；其中，t
s1
为所述dickson变换器的周期，t
s2
为所述串联电容buck变换器的周期，m为所述串联电容buck变换器的个数，k为正整数。
10.优选地，还包括：每隔t
s1
发送同步信号控制任意一个所述串联电容buck变换器启动，并每隔t
s2
/m的时间发送所述同步信号控制下一个所述串联电容buck变换器启动。
11.优选地，所述电源切换装置的dickson变换器的电压转换比为3比1。
12.优选地，所述串联电容buck变换器为三个，且所述串联电容buck变换器为两相串联电容buck变换器。
13.为解决上述问题，本技术还提供一种电源切换系统，包括：dickson变换器，多个串联电容buck变换器，控制器，所述dickson变换器的输入端连接高压电源，且所述dickson变换器的输出端连接各所述串联电容buck变换器的输入端，所述串联电容buck变换器为电流型负载，且各所述串联电容buck变换器的输出端连接负载；所述控制器用于所述高压电源输入的情况下，控制所述dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制所述飞跨电容接入电路的方式以及时间，以便于各所述飞跨电容在所述dickson变换器的一个周期内保持电压不变，其中，电压转换比为n比1的所述dickson变换器中有（n-1）组桥臂，每一组桥臂由两个开关串联组成，有（2n-2）个处于桥臂上的所述桥臂开关，n个所述通路开关串联在所述dickson变换器的电路主路上以及（n-1）个所述飞跨电容设置于桥臂的连接点与所述通路开关之间，且n为大于等于2的正整数；所述控制器还用于根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保所述dickson变换器的不同开关关闭的阶段所输入各所述串联电容buck变换器的电流平均值相等。
14.优选地，该系统还包括：解耦电容：所述解耦电容的一端连接所述dickson变换器的输出端，另一端接地。
15.本技术所提供的电源切换方法，应用于包含了dickson变换器，多个串联电容buck变换器的电源切换系统，dickson变换器的输入端连接高压电源，且dickson变换器的输出端连接各串联电容buck变换器的输入端，通过调整dickson变换器内的开关在一个周期内
的导通时长，从而控制飞跨电容接入电路的方式，让飞跨电容在dickson变换器的一个周期内保持电荷守恒，并根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保所述dickson变换器的不同开关关闭的阶段所输入各所述串联电容buck变换器的电流平均值相等，实现了在一个周期内dickson变换器的电荷的稳定，从而防止效率降低。
16.本技术所提供的电源系统，与上述的电源切换方法对应，其控制器按照上述电源切换方法的方式控制电源切换系统，因此有益效果同上，在此不进行赘述。
附图说明
17.为了更清楚地说明本技术实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
18.图1为现有的一种常见的两极式电源切换电路；图2为本技术实施例提供的一种电源切换方法流程图；图3为本技术实施例提供的一种优选电源切换装置的电路图；图4为本技术实施例提供的一种5比1的dickson变换器的电路图；图5为本技术实施例提供的一种7比1的dickson变换器的电路图；图6为本技术实施例提供的一种4比1的dickson变换器的电路图；图7为本技术实施例提供的一种6比1的dickson变换器的电路图；图8为本技术实施例提供的一种电源切换系统的结构图。
具体实施方式
19.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护范围。
20.本技术的核心是提供一种电源切换系统及方法，以便于解决当前的由于两个电压不相等的电容直接并联后，它们的电荷将进行重新分配，期间会产生较高的瞬态电流，而在现有的电源切换电路中，由于对于开关控制以及导通未进行任何要求，所以导致电源切换电路中的电容的电压在一个周期内不相等，从而在电路中产生损耗，在降低中间母线电压之后，第一级模块的变比增加，如从4比1增加至6比1、8比1、12比1，导致第一级模块所需的元器件数量增多，从而导致电源切换电路本身的效率降低的问题。
21.为了使本技术领域的人员更好地理解本技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本技术作进一步的详细说明。
22.图2为本技术实施例提供的一种电源切换方法流程图，应用于包含dickson变换器，多个串联电容buck变换器的电源切换系统，dickson变换器的输入端连接高压电源，且dickson变换器的输出端连接各串联电容buck变换器的输入端，串联电容buck变换器为电流型负载，且各串联电容buck变换器的输出端连接负载，如图2所示，该方法包括：s10：通过控制dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时
间从而控制飞跨电容接入电路的方式以及时间；通过上述步骤以便于各飞跨电容在dickson变换器的一个周期内保持电压不变，其中，电压转换比为n比1的dickson变换器中有（n-1）组桥臂，每一组桥臂由两个开关串联组成，有（2n-2）个处于桥臂上的桥臂开关，n个通路开关串联在dickson变换器的电路主路上以及（n-1）个飞跨电容设置于桥臂的连接点与通路开关之间，且n为大于等于2的正整数；s11：根据dickson变换器的电压转换比，控制dickson变换器的周期时长以及串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保dickson变换器的不同开关导通的阶段所输入各串联电容buck变换器的电流平均值相等。
23.本实施例中提出了针对于控制，对于具体的控制方法，在此进行举例说明，图3为本技术实施例提供的一种优选电源切换装置的电路图，如图3所示，图中的第一级dickson变换器为一个电压变换比为3比1的dickson变换器，第二级包括三个串联电容buck变换器（series capacitor buck）调压子模块，c
f1
与c
f2
直接作为第二级调压子模块的输入电容，由电流型负载直接对其进行充放电。实际应用中，考虑到系统稳定性和吸收开关纹波，仍然会使用一个较小的中间母线电容，这个小电容只会吸收一小部分来负载电流（不超过10%）。移除中间母线大电容后，c
f1
与c
f2
缺少了一个恒定的电压参考点（即v
mid
），其平均值可能会漂移。如图3所示，通过调整控制开关q1，q3，q5，q7和q2，q4，q6的导通时间比例，可实现c
f1
与c
f2
的电压稳定。假定c
f1
与c
f2
的电容值相等，在1357导通时，c
f1
与c
f2
均分负载电流i
mid
，在246导通时，c
f1
与c
f2
的电流等于i
mid
。因此需设置1357的导通时间为246导通时间的2倍，以确保c
f1
与c
f2
在每个开关周期内的电荷守恒，需要说明的是，在本实施例中对于dickson变换器的具体型号选择不进行限定，不因图3示出的部分从而对本实施例中的dickson变换器的结构构成限定。
24.图中的第二级调压子模块为3x2相的串联电容buck变换器，占空比为2v
low
/v
mid
，如图所示，每一个2相串联电容buck变换器由两个控制开关sh1，sh2，一个调压电容cs1，以及两个地线开关sl1和sl2和两个输出电感l1，l2组成，控制开关sh1的第一端连接dickson变换器的输出端，控制开关sh1的第二端连接控制开关sh2的第一端，控制开关sh2的第二端连接地线开关sl2，地线开关l1与地线开关l2的非电路连接的一端均接地，调压电容cs1的第一端连接控制开关sh1的第一端，调压电容的第二端连接输出电感l1的第一端，输出电感l1的第二端连接串联电容buck变换器的输出端，即连接负载，输出电感l2的的第二端连接串联电容buck变换器的输出端，即连接负载。可以理解的是，串联电容buck变换器的元件个数与相数相关，即相数为m时，拥有m个控制开关，m个地线开关，m-1个调压电容以及m个输出电感，连接方式均与上述的2相串联电容buck变换器的具体连接方式类似，即除开最后一项没有调压电容外，其他每一项均可视为由一个控制开关连接一个调压电容后再连接一个地线开关以及一个输出电感组成，在本实施例中对于输出电感的具体个数不进行具体限定，以及串联电容buck变换器的占空比为m乘以v
low
/v
mid
，其中v
low
为调压子模块输出端的电压，v
mid
为调压子模块输入端的，可以理解的是串联电容buck变换器相数越多，在相同的v
mid
下，每一相的等效输入电压就越低，在本实施例中对于开关的具体控制方式以及其对应的控制时间均不进行限定。
25.需要说明的是，本实施例中所提到的调压子模块的周期为所有调压子模块启动一轮经过的时间，并非指单个调压子模块的使能时间，调压子模块的工作时间在一个开关周
期内均匀分布，每一相buck子模块都从第一级dickson变换器吸收能量，因此从调压子模块输入端看，中间母线电流i
mid
为一个频率是m倍buck子模块开关频率的周期性脉冲电流，脉冲电流等于每一相高侧开关sh1导通时的输出电感电流。
26.本实施例所提供的电源切换方法，应用于包含了dickson变换器，多个串联电容buck变换器的电源切换系统，dickson变换器的输入端连接高压电源，且dickson变换器的输出端连接各串联电容buck变换器的输入端，通过调整dickson变换器内的开关在一个周期内的导通时长，从而控制飞跨电容接入电路的方式，让飞跨电容在dickson变换器的一个周期内保持电荷守恒，并根据dickson变换器的电压转换比，控制dickson变换器的周期时长以及串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保dickson变换器的不同开关关闭的阶段所输入各串联电容buck变换器的电流平均值相等，实现了在一个周期内dickson变换器的电荷的稳定，从而防止效率降低。
27.上述实施例中对于具体如何计算得到控制dickson变换器的具体方式未进行限定，当n为奇数时，通过控制dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式包括：控制dickson变换器进入第一导通阶段，第一导通阶段为从输出端开始往输入端，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第奇数个通路开关导通、第偶数个通路开关断开，且第一导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+5)/4n；第一导通阶段结束后，控制dickson变换器进入第二导通阶段，第二导通阶段为从输出端开始往输入端，第偶数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个通路开关导通、第奇数个通路开关断开，第二导通阶段在一个周期内的时间占比为(2n-2)/4n；第二导通阶段结束后，控制dickson变换器进入第三导通阶段，第三导通阶段为从输出端开始往输入端，第一个桥臂和最后一个桥臂的桥臂开关都断开，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第一个和最后一个通路开关断开，其他的通路开关中，第奇数个通路开关导通、第偶数个通路开关断开，第三导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-3)/4n。
28.图4为本技术实施例提供的一种5比1的dickson变换器的电路图，图5为本技术实施例提供的一种7比1的dickson变换器的电路图，如图3，图4，图5所示，图中的开关q1，q2，q3，q4，q11，q12，q13，q14，q15，q16，q17，q18，q31，q32，q33，q34，q35，q36，q37，q38，q39，q40，q41，q42均为桥臂开关，q5，q6，q7，q19，q20，q21，q22，q23，q43，q44，q45，q46，q47，q48，q49为通路开关，飞跨电容连接在通路开关以及两个桥臂开关之间，具体如图中所示，其他对应的电压转换比为奇数的dickson变换器类似，在此不进行赘述。
29.在第一导通阶段期间，即上述角标为奇数的开关导通其余开关关断，其中第一个飞跨电容连接v
mid
与参考地，第n-1飞跨电容连接v
high
与v
mid
，剩余电容为两两串联后连接v
mid
与参考地，需要说明的是，在本技术中飞跨电容的计数方式为从输出端往输入端，即最靠近输出端的电容为第一个飞跨电容，最靠近输入端的飞跨电容为第n-1个飞跨电容。在3比1的dickson变换器中，由于只有2个飞跨电容，因此在第一导通阶段期间不存在电容两两串联后连接v
mid
与参考地。若每个飞跨电容值相等，则在第一导通阶段期间，第一飞跨电容
和第n-1飞跨电容的电流大小为4i
mid
/n+5，其余电容的电流大小为2i
mid
/n+5，其中，i
mid
为dickson变换器输出端的电流。
30.在第二导通阶段期间，即上述角标为偶数的开关导通，其余开关关断，每相邻两个飞跨电容串联后连接v
mid
与参考地。若每个飞跨电容值相等，则在第二导通阶段期间，每个飞跨电容的电流大小为2i
mid
/n-1。
31.需要说明的是，3比1的dickson变换器不存在第三导通阶段，或者说这一状态的时长为0，在第三状态导通阶段，第一个飞跨电容和第n-1飞跨电容的电流为0，其他飞跨电容两两串联后连接v
mid
和参考地，它们的电流大小为2i
mid
/n-3，第一导通阶段，第二导通阶段以及第三导通阶段在一个周期内的排列顺序在此不进行限定。
32.在本实施例中通过具体对于如何控制dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式以及时间，以便于各飞跨电容在dickson变换器的一个周期内保持电压不变的具体方式进行了限定，通过上述方法能够更加稳定控制得到相应输出，保证了电路的稳定性以及计算的准确性，便于对各开关进行控制。
33.上述实施例中对于具体如何计算得到控制电压转换比为奇数比的dickson变换器的控制方式进行了限定，在此提出优选方案，当n为偶数时，通过控制dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式包括：控制dickson变换器进入第一导通阶段，第一导通阶段为从输出端开始往输入端，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个通路开关导通、第奇数个通路开关断开，且第一导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+2)/4n；第一导通阶段结束后，控制dickson变换器进入第二导通阶段，第二导通阶段为从输出端开始往输入端，第偶数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个通路开关断开、第奇数个通路开关导通，第二导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+2)/4n；第二导通阶段结束后，控制dickson变换器进入第三导通阶段，第三导通阶段为从输出端开始往输入端，第一个桥臂上所有开关都断开，其他第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端往输入端，第奇数个通路开关和最后一个串联开关断开、其他第偶数个通路开关导通，第三导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-2)/4n；第三导通阶段结束后，控制dickson变换器进入第四导通阶段，第四导通阶段为从输出端开始往输入端，第n-1个桥臂上所有开关都断开，其他第偶数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端往输入端，第偶数个通路开关和第一个串联开关断开、其他第奇数个通路开关导通，第四导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-2)/4n。
34.图6为本技术实施例提供的一种4比1的dickson变换器的电路图，图7为本技术实施例提供的一种6比1的dickson变换器的电路图，如图6，图7所示，图中的开关q51，q52，q53，q54，q55，q56，q61，q62，q63，q64，q65，q66，q67，q68，q69，q70均为桥臂开关，q57，q58，q59，q60，q71，q72，q73，q74，q75，q76为通路开关，飞跨电容连接在通路开关以及两个桥臂
开关之间，具体如图中所示，其他对应的电压转换比为偶数的dickson变换器类似，在此不进行赘述。
35.在第一导通阶段期间，即上述角标为奇数的桥臂开关导通其余桥臂开关关断，上述角标为偶数的通路开关导通其余通路开关关断，其中第一个飞跨电容连接v
mid
与参考地，第n-1飞跨电容连接v
high
与v
mid
，剩余电容为两两串联后连接v
mid
与参考地。若每个飞跨电容值相等，则在第一状态（奇数比）期间，第一个飞跨电容电流大小为4i
mid
/n+2，其他飞跨电容电流大小为，2i
mid
/n+2，其中，i
mid
为dickson变换器输出端的电流。
36.在第二导通阶段期间，即上述角标为偶数的桥臂开关导通其余桥臂开关关断，上述角标为奇数的通路开关导通其余通路开关关断，其中第一个飞跨电容连接v
mid
与参考地，若每个飞跨电容值相等，则在第一状态（奇数比）期间，第一个飞跨电容电流大小为4i
mid
/n+2，其他飞跨电容电流大小为，2i
mid
/n+2，其中，i
mid
为dickson变换器输出端的电流。
37.在第三导通阶段期间，第n-1飞跨电容电流为0，剩余电容为两两串联后连接v
mid
与参考地，若每个飞跨电容值相等，它们的电流大小为2i
mid
/n-2。
38.在第四导通阶段期间，第一飞跨电容电流为0，剩余电容为两两串联后连接v
mid
与参考地，若每个飞跨电容值相等，则每个飞跨电容的电流大小为2i
mid
/n-2，第一导通阶段、第二导通阶段、第三导通阶段以及第四导通阶段在一个周期内的排列顺序在此不进行限定。
39.在本实施例中通过具体对于如何控制dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式以及时间，以便于各飞跨电容在dickson变换器的一个周期内保持电压不变的具体方式进行了限定，通过上述方法能够更加稳定控制得到相应输出，保证了电路的稳定性以及计算的准确性，便于对各开关进行控制。
40.上述实施例中对于如何计算得到dickson变换器的周期与电容转换器的周期之比的具体方式进行限定，在此提出优选方案，根据dickson变换器的电压转换比，控制dickson变换器的周期时长以及串联电容buck变换器的周期时长之间的比值由如下方式计算获得；当n=3时，满足，t
s1
/3=(kt
s2
)/m；当n为大于等于5的奇数时，满足(n-3)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m；当n为大于等于4的偶数时，满足(n-2)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m；其中，t
s1
为dickson变换器的周期，t
s2
为串联电容buck变换器的周期，m为串联电容buck变换器的个数，k为正整数。
41.需要说明的是，其中奇数电压转换比dickson变换器中的三个状态在一个开关周期内的顺序可以任意排列，偶数电压转换比dickson变换器中的四个状态在一个开关周期内的顺序也可以任意排列。
42.一般而言，若第二级有m个子模块，则i
mid
是一个频率为mf
s2
，周期为的脉冲电流。
43.奇数电压转换比dickson变换器中，第三状态的时长最短，为，当n=3，如满足t
s1
/3=(kt
s2
)/m当n是大于等于5的奇数，若满足(n-3)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m其中k、m是正整数。此时第一级dickson变换器的飞跨电容的电容平均值可保持稳定。当然也可以不采取上述的控制方法，飞跨电容电压平衡可通过反馈控制实现。
44.偶数电压转换比dickson变换器中，当n是大于等于4的偶数时(n-2)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m，其中k、m是正整数。此时第一级dickson变换器的飞跨电容的电容平均值可保持稳定。当然也可以不采取上述的控制方法，飞跨电容电压平衡可通过反馈控制实现。
45.当n=3，m=2，中间母线电流i
mid
的周期为t
s2
/2，因此要求t
s1
是t
s2
/2的3的整数倍，这样可确保在第一级第一导通阶段和第二导通阶段两个阶段的i
mid
平均值相等。此时，第一级和第二级的同步信号每2t
s1
使能一次，当然也可每4个、6个，或每隔偶数倍t
s1
使能一次。
46.在本实施例中通过具体对于如何控制dickson变换器以及串联电容buck变换器的周期时间比，从而控制其使能时间，以便于在dickson变换器的一个周期内保持串联电容buck变换器的电流，通过上述方法能够更加稳定控制得到相应输出，保证了电路的稳定性以及计算的准确性，便于对各开关进行控制。
47.考虑到存在多个串联电容buck变换器，因此需要对多个串联电容buck变换器进行使能，在此提供优选方案，该方法还包括：每隔t
s1
发送驱动信号控制任意一个串联电容buck变换器buck变换启动，并每隔t
s2
/m的时间发送驱动信号控制下一个串联电容buck变换器启动。
48.需要说明的是，本实施例中所提及的串联电容buck变换器的控制顺序可以是任意顺序，即从任意一个串联电容buck变换器开始控制，直到最后一个串联电容buck变换器使能，在本实施例中对于串联电容buck变换器的启动顺序不进行具体限定。本实施例中通过对多个串联电容buck变换器的控制顺序进行时间上的限定，从而保证串联电容buck变换器的有序运行。
49.考虑到电源转换的实用性，在此提供优选方案，电源切换装置的dickson变换器的电压转换比为3比1。串联电容buck变换器为三个，且串联电容buck变换器为两相串联电容buck变换器。
50.即实用电压转换比为3比1的dickson变换器以及3x2相串联电容buck变换器，即可以满足大部分的生产生活中使用的电源转换功能，同时，由于相数较少，且变换器的电压转换比低，因此所用成本较低。
51.图8为本技术实施例提供的一种电源切换系统的结构图，如图8所示，该系统包括：dickson变换器1，多个串联电容buck变换器2，控制器3：dickson变换器1的输入端连接高压电源，且dickson变换器1的输出端连接各串联电容buck变换器2的输入端，串联电容buck变换器2为电流型负载，且各串联电容buck变换器2的输出端连接负载；控制器3用于高压电源输入的情况下，控制dickson变换器1的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式以及时间，以便于各飞跨电容在dickson变换器1的一个周期内保持电压不变，其中，电压转换比为n比1的dickson变换器1中有（n-1）组桥臂，每一组桥臂由两个开关串联组成，有（2n-2）个处于桥臂上的桥臂开关，n个通路开关串联在dickson变换器1的电路主路上以及（n-1）个飞跨电容设置于桥臂的连接点与通路开关之间，且n为大于等于2的正整数；控制器3还用于根据dickson变换器1的电压转换比，控制dickson变换器1的周期时长以及串联电容buck变换器2的周期时长之间的比值，以确保dickson变换器1的不同开关关闭的阶段所输入各串联电容buck变换器2的电流平均值相等。
52.需要说明的是，本实施例中对于dickson变换器1，多个串联电容buck变换器2，控制器3的具体类型结构不进行限定，可以理解的是，控制器3通过采集dickson变换器1以及串联电容buck变换器2的装置中的数据，即dickson变换器1以及串联电容buck变换器2的通电数据从而判断其类型，从而基于判断结果，采用上述方法对dickson变换器1以及串联电容buck变换器2进行控制。
53.本领域技术人员可以理解，图8中示出的结构并不构成对电源切换系统的限定，可以包括比图示更多或更少的组件。
54.本技术实施例提供的电源切换系统的控制器3在进行具体控制时，根据采集模块采集的信息，能控制驱动模块能够实现如下方法：上述实施例中涉及的电源切换方法。
55.由于电源切换部分的实施例与方法部分的实施例相互对应，因此电源切换系统部分的实施例及其对应的有益效果请参见方法部分的实施例的描述，这里暂不赘述。
56.考虑到电荷分配损耗问题，在此提出优选方案，该系统还包括：解耦电容，解耦电容的一端连接dickson变换器的输出端，另一端接地。通过加上解耦电容从而吸收开关纹波，增强系统稳定性。
57.以上对本技术所提供的一种电源切换系统及切换方法进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本技术原理的前提下，还可以对本技术进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本技术权利要求的保护范围内。
58.还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
技术特征：1.一种电源切换方法，其特征在于，应用于包含dickson变换器，多个串联电容buck变换器的电源切换系统，所述dickson变换器的输入端连接高压电源，且所述dickson变换器的输出端连接各所述串联电容buck变换器的输入端，所述串联电容buck变换器为电流型负载，且各所述串联电容buck变换器的输出端连接负载，所述方法包括：在所述高压电源输入的情况下，通过控制所述dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制飞跨电容接入电路的方式以及时间，以便于各所述飞跨电容在所述dickson变换器的一个周期内保持电压不变，其中，电压转换比为n比1的所述dickson变换器中有（n-1）组桥臂，每一组桥臂由两个开关串联组成，有（2n-2）个处于桥臂上的所述桥臂开关，n个所述通路开关串联在所述dickson变换器的电路主路上以及（n-1）个所述飞跨电容设置于桥臂的连接点与所述通路开关之间，且n为大于等于2的正整数；根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保所述dickson变换器的不同开关导通的阶段所输入各所述串联电容buck变换器的电流平均值相等。2.根据权利要求1所述的电源切换方法、其特征在于，当n为奇数时，所述通过控制所述dickson变换器的所述桥臂开关以及所述通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制所述飞跨电容接入电路的方式包括：控制所述dickson变换器进入第一导通阶段，所述第一导通阶段为从输出端开始往输入端，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第奇数个通路开关导通、第偶数个通路开关断开，且所述第一导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+5)/4n；控制所述dickson变换器进入第二导通阶段，所述第二导通阶段为从输出端开始往输入端，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个所述通路开关导通、第奇数个所述通路开关断开，所述第二导通阶段在一个周期内的时间占比为(2n-2)/4n；控制所述dickson变换器进入第三导通阶段，所述第三导通阶段为从输出端开始往输入端，第一个桥臂和最后一个桥臂的所述桥臂开关都断开，其他第奇数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第一个和最后一个所述通路开关断开，其他的所述通路开关中，第奇数个所述通路开关导通、第偶数个所述通路开关断开，所述第三导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-3)/4n；所述第一导通阶段，所述第二导通阶段以及所述第三导通阶段在一个周期内的顺序可任意排列。3.根据权利要求1所述的电源切换方法、其特征在于，当n为偶数时，所述通过控制所述dickson变换器的所述桥臂开关以及所述通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制所述飞跨电容接入电路的方式包括：控制所述dickson变换器进入第一导通阶段，所述第一导通阶段为从输出端开始往输入端，第奇数个桥臂的上桥臂开关导通、下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的上桥臂开关断开、下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个所述通路开关导通、第奇数个所述
通路开关断开，且所述第一导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+2)/4n；控制所述dickson变换器进入第二导通阶段，所述第二导通阶段为从输出端开始往输入端，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端开始往输入端，第偶数个通路开关断开、第奇数个通路开关导通，所述第二导通阶段在一个周期内的时间占比为(n+2)/4n；控制所述dickson变换器进入第三导通阶段，所述第三导通阶段为从输出端开始往输入端，第一个桥臂上所有开关都断开，其他第奇数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第偶数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端往输入端，第奇数个所述通路开关和最后一个串联开关断开、其他第偶数个所述通路开关导通，所述第三导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-2)/4n；控制所述dickson变换器进入第四导通阶段，所述第四导通阶段为从输出端开始往输入端，第n-1个桥臂上所有开关都断开，其他第偶数个桥臂的所述上桥臂开关导通、所述下桥臂开关断开，第奇数个桥臂的所述上桥臂开关断开、所述下桥臂开关导通，从输出端往输入端，第偶数个所述通路开关和第一个串联开关断开、其他第奇数个所述通路开关导通，所述第四导通阶段在一个周期内的时间占比为(n-2)/4n；所述第一导通阶段，所述第二导通阶段，所述第三导通阶段以及所述第四导通阶段在一个周期内的顺序可任意排列。4.根据权利要求1所述的电源切换方法，其特征在于，根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值由如下方式计算获得；当n=3时，满足，t
s1
/3=(kt
s2
)/m；当n为大于等于5的奇数时，满足(n-3)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m；当n为大于等于4的偶数时，满足(n-2)t
s1
/4n=(kt
s2
)/m；其中，t
s1
为所述dickson变换器的周期，t
s2
为所述串联电容buck变换器的周期，m为所述串联电容buck变换器的个数，k为正整数。5.根据权利要求1至4任意一项所述的电源切换方法，其特征在于，还包括：每隔t
s1
发送同步信号控制任意一个所述串联电容buck变换器启动，并每隔t
s2
/m的时间发送所述同步信号控制下一个所述串联电容buck变换器启动。6.根据权利要求1所述的电源切换方法，其特征在于，所述电源切换装置的dickson变换器的电压转换比为3比1。7.根据权利要求6所述的电源切换方法，其特征在于，所述串联电容buck变换器为三个，且所述串联电容buck变换器为两相串联电容buck变换器。8.一种电源切换系统，其特征在于，包括：dickson变换器，多个串联电容buck变换器，控制器，所述dickson变换器的输入端连接高压电源，且所述dickson变换器的输出端连接各所述串联电容buck变换器的输入端，所述串联电容buck变换器为电流型负载，且各所述串联电容buck变换器的输出端连接负载；所述控制器用于所述高压电源输入的情况下，控制所述dickson变换器的桥臂开关以及通路开关的导通与关断以及导通时间从而控制所述飞跨电容接入电路的方式以及时间，
以便于各所述飞跨电容在所述dickson变换器的一个周期内保持电压不变，其中，电压转换比为n比1的所述dickson变换器中有（n-1）组桥臂，每一组桥臂由两个开关串联组成，有（2n-2）个处于桥臂上的所述桥臂开关，n个所述通路开关串联在所述dickson变换器的电路主路上以及（n-1）个所述飞跨电容设置于桥臂的连接点与所述通路开关之间，且n为大于等于2的正整数；所述控制器还用于根据所述dickson变换器的电压转换比，控制所述dickson变换器的周期时长以及所述串联电容buck变换器的周期时长之间的比值，以确保所述dickson变换器的不同开关导通的阶段所输入各所述串联电容buck变换器的电流平均值相等。9.根据权利要求8所述的电源切换系统，其特征在于，还包括：解耦电容：所述解耦电容的一端连接所述dickson变换器的输出端，另一端接地。
技术总结本申请公开了一种电源切换系统及切换方法，涉及电子电路领域。本申请所提供的电源切换方法，应用于包含了Dickson变换器，多个串联电容Buck变换器的电源切换系统，通过调整Dickson变换器内的开关在一个周期内的导通时长，从而控制飞跨电容接入电路的方式，并根据Dickson变换器的电压转换比，控制Dickson变换器的周期时长以及串联电容Buck变换器的周期时长之间的比值，以确保Dickson变换器的不同开关导通的阶段所输入各串联电容Buck变换器的电流平均值相等，实现了在一个周期内Dickson变换器飞跨电容电荷的稳定，从而防止效率降低。效率降低。效率降低。
技术研发人员：陈烨楠
受保护的技术使用者：浙江大学杭州国际科创中心
技术研发日：2022.06.02
技术公布日：2022/7/5
