1.本发明属于大功率多电平电力电子变换器可靠性研究领域，特别涉及一种飞跨电容型变换器模块基于载波轮换的统一温度控制策略。
背景技术：2.近年来，随着电力电子技术的发展和工业现代化的不断进步，“多电平功率变换器”(multilevel converter)在工业应用的各个领域受到越来越多的关注。当前，应用较为成熟的多电平变换器主要有三种拓扑结构：二极管嵌位型、级联h桥型和飞跨电容型。相比其它两种拓扑，飞跨电容型多电平变换器拓扑基于电容嵌位的特性，克服了二极管嵌位型变换器直流侧电容电压难以平衡控制，功率开关器件本质上无法均衡使用的固有缺陷；且不存在级联h桥型变换器需要多个直流电源的问题；此外，飞跨电容型变换器还具有电平数易扩展、控制灵活、冗余开关状态多等优点，已广泛地应用于中高压变频器、有源电力滤波器、静止无功补偿器等领域中。
3.飞跨电容型多电平变换器在实际应用中的主要问题是可靠性问题，飞跨电容型多电平变换器属于复杂电力电子系统，其所使用的大量的功率开关器件极大的增高了其故障概率。许多研究文献指出，电力电子系统中最经常出现的故障是功率开关器件的故障，而功率开关器件的故障又与器件的结温，更确切的说与器件的热应力和热循环密切相关。因此，降低功率开关器件的热应力将会有效延长器件的使用寿命，从而提高整个电力电子系统的可靠性。近年来，有大量的研究探讨了对电力电子系统中功率开关器件的热应力控制方法。这些方法大致上可以分为两类。一种是通过对器件外部硬件的改进降低器件的热应力；另外一种方法称为主动温度控制策略，这种方法通常被认为是一种更有效，性价比更高的解决方案。主动温度控制策略通常是通过改变功率开关器件自身的运行参数实现降温，例如，某些文献提出通过降低开关频率减小功率开关器件的开关损耗，达到降低器件温度的目的，但是这种方法会明显增加电流的谐波，而这在某些应用中是不可接受的。某些文献提出采用不连续的脉宽调制方法，减小功率开关器件的开关损耗，达到降低器件温度的目的，但这种方法同样会明显增加电流的谐波。某些文献针对全控h桥型变换器提出基于周期性轮换功率器件工作机理的温度控制方法，通过在每个工作区域内交替使用不同的功率器件，均衡地降低各器件的损耗与温度，但这种方法并没有考虑到飞跨电容电压的平衡稳定，因而无法应用于飞跨电容型变换器。此外，作为飞跨电容型变换器主要的调制方案，载波移相调制不仅提高了输出电压的谐波含量，并且存在着过度使用功率器件和过量产生零电平状态的问题，极大地增加了器件的损耗与结温，这对于变换器的输出质量和可靠性均有着极其不利的影响。到目前为止，还没有提出任何一种使飞跨电容型变换器在各种工况下使所有功率开关器件的温度得到均衡的降低和统一的分布，并且不影响电路所有性能的满意的解决方案。
技术实现要素：4.为解决上述问题，本发明提供了一种基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略。该控制策略适用于飞跨电容型变换器包含整流、逆变、无功补偿在内的所有运行工况，通过采用一个或两个基频周期为一个轮换周期、周期性轮换上下桥臂对应载波的空间位置以及根据输入电流的正负极性输出特定开关器件驱动信号的实施方案，维持了飞跨电容电压的稳定、实现了全部功率器件损耗及温度的均衡降低与统一分布，并避免了死区时间的设置。
5.本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的，其特征在于：在载波层叠调制的基础上，根据单个基频周期内载波数量n1的奇偶性，采用m个基频周期为一个轮换周期(m＝1或2)，将单个轮换周期划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j，同时，每个区域又可以分为两个均等的子区域ia和ib，每个子区域内包含j个均等的载波；固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，生成能够满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时长均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的正负极性输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4，当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，最终实现飞跨电容电压的稳定、所有功率器件的均衡使用并且无死区时间的设置。基于本发明所提供的控制策略，飞跨电容型变换器中两种零电平状态能够在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等，一方面实现了飞跨电容对于变换器直流侧正端和负端具有均等的充放电时长，另一方面均衡并降低了所有功率器件的损耗与结温，在保证飞跨电容型变换器的正常工作的基础上有效地提高了其可靠性。此外，由于不含有非必需开关器件参与工作，本发明所提控制策略使得飞跨电容型变换器不再受到死区时间效应的影响，进一步地提高了其输出质量。
6.本发明提供的一种飞跨电容型变换器基于载波轮换的统一温度控制策略如图1所示，飞跨电容型变换器拓扑由四个全控型开关管s1,s2,s3,s4、四个反并联二极管d1,d2,d3,d4、一个飞跨电容cf以及两个稳压电容c1,c2组成，其中全控开关管s1的发射极与s2的集电极相连，s2的发射极与s3的集电极相连，s3的发射极与s4的集电极相连，s1的集电极与s4的发射极分别构成直流侧正端p与直流侧负端n，正端p与负端n之间的电压为e，稳压电容c1和c2的连接点o提供了直流侧正负端间的零点电位。交流侧端口电压为u
xo,x＝a,b,c
，是经高频滤波后u
xo,x＝a,b,c
的低频分量，输入电流为i
x,x＝a,b,c
。四个全控开关管的驱动信号分别为全控开关管s1栅极驱动脉冲g1，全控开关管s2栅极驱动脉冲g2，全控开关管s3栅极驱动脉冲g3，全控开关管s4栅极驱动脉冲g4。
7.飞跨电容型变换器可运行于整流工况、容性无功补偿工况、逆变工况和感性无功补偿工况，其运行过程中共存在四种电平状态，如图2、3、4、5所示，分别为：正电平p状态、负电平n状态、以及零电平o1和o2状态。定义电流i
x,x＝a,b,c
流入变换器的方向为正方向，下表呈现了每种电平状态以及电流流向所对应功率器件的工作机理。可以看到，仅有o1和o2两种零电平状态存在飞跨电容cf的充放电过程。
[0008][0009]
飞跨电容电压u
cf
稳定于e/2是变换器正常运行的基本条件，这就要求飞跨电容cf对于p端和n端具有均等的充放电时长。图6所示为传统载波移相调制下飞跨电容型变换器零电平状态分布图，可以看到，o1和o2状态在单个基频周期内交替出现且作用时间均等，因而载波移相调制能够自然地维持u
cf
＝e/2，成为飞跨电容型变换器主要的调制策略。然而，载波移相调制不仅提高了变换器输出电压的谐波含量，并且存在着过度使用功率器件和过量产生零电平状态的问题，极大地增加器件的损耗与结温，这对于飞跨电容型变换器的输出质量和可靠性有着不利的影响。
[0010]
针对上述问题，本发明提出了一种基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略，在载波层叠调制的基础上，根据单个基频周期内载波数量的奇偶性，采用一个或两个基频周期为一个轮换周期，在每个轮换周期一半的区域内保持上下桥臂对应载波的位置不变，另一半的区域内互换载波的空间位置，最终根据输入电流的极性特征输出特定开关管的驱动信号，实现了两种零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时长均等，均衡地降低了各个功率器件的损耗与结温，并避免了死区时间的设置，其实施步骤如下：
[0011]
1)在载波层叠调制的基础上，定义上下桥臂所对应的载波cu与cd分别位于纵轴的正、负半轴，根据单个基频周期内载波数量n1的奇偶性，采用m个基频周期为一个轮换周期(m＝1或2)，将单个轮换周期划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j；同时，每个区域又可以分为两个均等的子区域ia和ib，每个子区域内包含j个均等的载波；具体地，
[0012]
当n1为偶数时，采用(m＝1)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量n1分解质因数可得n1＝2
·i·
j，此时该轮换周期被划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j，其中正负半周内的区域数量需满足均等且为偶数；同时，每个区域又可均等地分为两个子区域ia和ib，每个子区域内包含j个均等的载波；
[0013]
当n1为奇数时，采用(m＝2)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量2n1分解质因数可得2n1＝2
·i·
j，此时该轮换周期被划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j；由于n1为奇数，因而i和j均为奇数，其中i取较大奇数值，j取较小奇数值；同时，每个区域又可均等分为两个子区域ia和ib，每个子区域内包含j个均等的载波。
[0014]
2)固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；
[0015]
具体地，调制过程通过比较调制波u
ref
与上下桥臂对应载波cu、cd的大小进而对上下桥臂的功率开关管进行开关控制，规定驱动方式如下：
[0016]
当u
ref
＞cu时，驱动全控开关管s1导通，全控开关管s4关断；
[0017]
当u
ref
＝cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4关断；
[0018]
当u
ref
＜cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4导通；
[0019]
当u
ref
＞cd时，驱动全控开关管s2导通，全控开关管s3关断；
[0020]
当u
ref
＝cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3关断；
[0021]
当u
ref
＜cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3导通；
[0022]
基于该驱动方式，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，则可生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；
[0023]
其中，当n1为偶数时，在一个基频周期的正半周内，
[0024]
子区域1a内零电平o2的作用时长＝子区域(i/2)b内零电平o1的作用时长；
[0025]
子区域1b内零电平o1的作用时长＝子区域(i/2)a内零电平o2的作用时长；
[0026]
即：
[0027]
子区域xa内零电平o2的作用时长＝子区域[(i/2)+1-x]b内零电平o1的作用时长；
[0028]
子区域xb内零电平o1的作用时长＝子区域[(i/2)+1-x]a内零电平o2的作用时长；
[0029]
同理，在一个基频周期的负半周内，
[0030]
子区域[(i/2)+1]a内零电平o2的作用时长＝子区域ib内零电平o1的作用时长；
[0031]
子区域[(i/2)+1]b内零电平o1的作用时长＝子区域ia内零电平o2的作用时长；
[0032]
即：
[0033]
子区域[(i/2)+x]a内零电平o2的作用时长＝子区域(i-x+1)b内零电平o1的作用时长；
[0034]
子区域[(i/2)+x]b内零电平o1的作用时长＝子区域(i-x+1)a内零电平o2的作用时长；
[0035]
可以发现，当n1为偶数时，零电平o1与o2状态在一个基频周期的正、负半周内，分别能够实现成对出现且作用时长均等。
[0036]
类似地，当n1为奇数时，在两个基频周期内，
[0037]
子区域1a内零电平o2的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+1]b内零电平o1的作用时长(第二基频周期内)
[0038]
子区域1b内零电平o1的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+2]a内零电平o2的作用时长(第二基频周期内)
[0039]
即：
[0040]
子区域xa内零电平o2的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+x]b内零电平o1的作用时长(第二基频周期内)
[0041]
子区域xb内零电平o1的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+x+1]a内零电平o2的作用时长(第二基频周期内)
[0042]
可以发现，当n1为奇数时，零电平o1与o2状态在两个基频周期内，同样能够实现成对出现且作用时长均等。
[0043]
如此，基于所提控制策略，无论n1为奇数或偶数，在一个轮换周期内总存在两个对应的子区域ia与ib，分别包含作用时长均等的o1与o2状态，进而实现飞跨电容电压的均衡稳定。同时，在相同载波频率的情况下，相比传统载波移相调制策略，所提控制策略中零电平状态的数量将大大减少，此时全部功率器件的损耗与温度将实现均衡降低和统一分布。
[0044]
3)为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的极性特征输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4；当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，如此可以令每个轮换周期内的非必需开关管处于关断状态，最终实现飞跨电容电压稳定、所有功率器件均衡使用，并且避免了死区时间的设置。
[0045]
具体地，当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态；
[0046]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4p状态d1/d2导通g3＝0，g4＝0o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1
[0047]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0048]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2p状态s1/s2导通g1＝1，g2＝1o1状态s1/d3导通g1＝0，g2＝1o2状态s2/d4导通g1＝1，g2＝0
[0049]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0050]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2n状态d3/d4导通g1＝0，g2＝0o1状态s1/d3导通g1＝1，g2＝0o2状态s2/d4导通g1＝0，g2＝1
[0051]
当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态。
[0052][0053][0054]
综上，当电流极性为正时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2。如此，本发明所提控制策略不仅能够维持飞跨电容电压稳定、均衡降低各功率器件损耗与温度，并且无需为驱动脉冲设置死区时间，避免了死区时间效应对变换器输出质量的影响。相比传统载波移相调制策略，所提控制策略有效地提高了飞跨电容型变换器的可靠性以及输出质量。
[0055]
为了更为详细地论述所提控制策略，分别以图7所示n1为偶数时和图8所示n1为奇数时为例对所提控制策略进行说明。
[0056]
如图7所示n1＝12为偶数时，本发明所提控制策略的实施步骤如下：
[0057]
1)定义上下桥臂所对应的载波cu与cd分别位于纵轴的正、负半轴，根据单个基频周期内载波数量n1＝12为偶数，采用(m＝1)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量n1分解质因数可得12＝2
×4×
1.5，此时该轮换周期被划分为(i＝4)个均等的区域，每个区域内载波数量为(2j＝3)，其中正负半周内的区域数量i/2均为偶数2；同时，每个区域又可均等地分为两个子区域ia和ib，每个子区域内包含(j＝1.5)个均等的载波。
[0058]
2)固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4。
[0059]
具体地，调制过程通过比较调制波u
ref
与上下桥臂对应载波cu、cd的大小进而对上下桥臂的功率开关管进行开关控制，规定驱动方式如下：
[0060]
当u
ref
＞cu时，驱动全控开关管s1导通，全控开关管s4关断；
[0061]
当u
ref
＝cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4关断；
[0062]
当u
ref
＜cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4导通；
[0063]
当u
ref
＞cd时，驱动全控开关管s2导通，全控开关管s3关断；
[0064]
当u
ref
＝cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3关断；
[0065]
当u
ref
＜cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3导通；
[0066]
基于该驱动方式，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，则可生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；
[0067]
其中，在一个基频周期的正半周内，
[0068]
子区域1a内零电平o2的作用时长＝子区域(i/2＝2)b内零电平o1的作用时长；
[0069]
子区域1b内零电平o1的作用时长＝子区域(i/2＝2)a内零电平o2的作用时长；
[0070]
同理，在一个基频周期的负半周内，
[0071]
子区域[(i/2)+1＝3]a内零电平o2的作用时长＝子区域(i＝4)b内零电平o1的作用时长；
[0072]
子区域[(i/2)+1＝3]b内零电平o1的作用时长＝子区域(i＝4)a内零电平o2的作用时长；
[0073]
可以发现，当n1＝12为偶数时，零电平o1与o2状态在一个基频周期的正、负半周内，分别能够实现成对出现且作用时长均等。基于所提控制策略，在一个轮换周期内总存在两个对应的子区域ia与ib，分别包含作用时长均等的o1与o2状态，进而实现飞跨电容电压的均衡稳定。同时，在相同载波频率的情况下，相比传统载波移相调制策略，所提控制策略中零电平状态的数量将大大减少，此时全部功率器件的损耗与温度将实现均衡降低和统一分布。
[0074]
3)为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的极性特征输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4；当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，如此可以令
每个轮换周期内的非必需开关管处于关断状态，最终实现飞跨电容电压稳定、所有功率器件均衡使用，并且避免了死区时间的设置。
[0075]
具体地，当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态；
[0076]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4p状态d1/d2导通g3＝0，g4＝0o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1
[0077]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0078]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2p状态s1/s2导通g1＝1，g2＝1o1状态s1/d3导通g1＝0，g2＝1o2状态s2/d4导通g1＝1，g2＝0
[0079]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0080]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2n状态d3/d4导通g1＝0，g2＝0o1状态s1/d3导通g1＝1，g2＝0o2状态s2/d4导通g1＝0，g2＝1
[0081]
当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态。
[0082][0083][0084]
综上，当电流极性为正时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2。如此，本发明所提控制策略不仅能够维持飞跨电容电压稳定、均衡降低各功率器件损耗与温度，并且无需为驱动脉冲设置死区时间，避免了死区时间效应对变换器输出质量的影响。相比传统载波移相调制策略，所提控制策略有效地提高了飞跨电容型变换器的可靠性以及输出质量。
[0085]
进一步地，如图8所示n1＝9为奇数时，本发明所提控制策略的实施步骤如下：
[0086]
1)定义上下桥臂所对应的载波cu与cd分别位于纵轴的正、负半轴，根据单个基频周期内载波数量n1＝9为奇数，采用(m＝2)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量2n1分解质因数可得2
×
9＝2
×3×
3，此时该轮换周期被划分为(i＝3)个均等的区域，每个区域内载波数量为(2j＝6)；同时，每个区域又可均等分为两个子区域ia和ib，每个子区
域内包含(j＝3)个均等的载波。
[0087]
2)固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；
[0088]
具体地，调制过程通过比较调制波u
ref
与上下桥臂对应载波cu、cd的大小进而对上下桥臂的功率开关管进行开关控制，规定驱动方式如下：
[0089]
当u
ref
＞cu时，驱动全控开关管s1导通，全控开关管s4关断；
[0090]
当u
ref
＝cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4关断；
[0091]
当u
ref
＜cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4导通；
[0092]
当u
ref
＞cd时，驱动全控开关管s2导通，全控开关管s3关断；
[0093]
当u
ref
＝cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3关断；
[0094]
当u
ref
＜cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3导通；
[0095]
基于该驱动方式，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，则可生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；
[0096]
其中，在两个基频周期内，
[0097]
子区域1a内零电平o2的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+1＝2]b内零电平o1的作用时长(第二基频周期内)
[0098]
子区域1b内零电平o1的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+2＝3]a内零电平o2的作用时长(第二基频周期内)
[0099]
子区域2a内零电平o2的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+2＝3]b内零电平o1的作用时长(第二基频周期内)
[0100]
可以发现，当n1＝9为奇数时，零电平o1与o2状态在两个基频周期内，同样能够实现成对出现且作用时长均等。基于所提控制策略，在一个轮换周期内总存在两个对应的子区域ia与ib，分别包含作用时长均等的o1与o2状态，进而实现飞跨电容电压的均衡稳定。同时，在相同载波频率的情况下，相比传统载波移相调制策略，所提控制策略中零电平状态的数量将大大减少，此时全部功率器件的损耗与温度将实现均衡降低和统一分布。
[0101]
3)为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的极性特征输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4；当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，如此可以令每个轮换周期内的非必需开关管处于关断状态，最终实现飞跨电容电压稳定、所有功率器件均衡使用，并且避免了死区时间的设置。
[0102]
具体地，当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态；
[0103]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4p状态d1/d2导通g3＝0，g4＝0
o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1
[0104]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0105]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2p状态s1/s2导通g1＝1，g2＝1o1状态s1/d3导通g1＝0，g2＝1o2状态s2/d4导通g1＝1，g2＝0
[0106]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0107]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2n状态d3/d4导通g1＝0，g2＝0o1状态s1/d3导通g1＝1，g2＝0o2状态s2/d4导通g1＝0，g2＝1
[0108]
当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态。
[0109]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4n状态s3/s4导通g3＝1，g4＝1o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1
[0110]
综上，当电流极性为正时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2。如此，本发明所提控制策略不仅能够维持飞跨电容电压稳定、均衡降低各功率器件损耗与温度，并且无需为驱动脉冲设置死区时间，避免了死区时间效应对变换器输出质量的影响。相比传统载波移相调制策略，所提控制策略有效地提高了飞跨电容型变换器的可靠性以及输出质量。
附图说明
[0111]
图1为本发明一种基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略框图；
[0112]
图2为本发明中飞跨电容型变换器正电平p状态所对应的两种电流路径图；
[0113]
图3为本发明中飞跨电容型变换器负电平n状态所对应的两种电流路径图；
[0114]
图4为本发明中飞跨电容型变换器零电平o1状态所对应的两种电流路径图；
[0115]
图5为本发明中飞跨电容型变换器零电平o2状态所对应的两种电流路径图；
[0116]
图6为本发明中飞跨电容型变换器基于传统载波移相调制策略的零电平分布图；
[0117]
图7为本发明中飞跨电容型变换器基于所提控制策略的零电平分布图(单个基频周期内载波数量为偶数)；
[0118]
图8为本发明中飞跨电容型变换器基于所提控制策略的零电平分布图(单个基频
周期内载波数量为奇数)；
[0119]
图9为本发明实施例一种基于载波轮换的三相svg统一温度控制策略系统结构图；
[0120]
图10为本发明实施例中a相飞跨电容型变换器基于载波轮换的统一温度控制策略步骤图；
[0121]
图11为本发明实施例基于plecs仿真软件的a相单元飞跨电容电压与直流母线电压波形图；
[0122]
图12为本发明实施例基于plecs仿真软件的a相单元损耗曲线图；
[0123]
图13为本发明实施例基于plecs仿真软件的a相单元温度曲线图；
[0124]
图14为本发明实施例基于plecs仿真软件的三相交流侧端口电压经高频滤波后的低频分量波形图；
[0125]
图15为本发明实施例基于plecs仿真软件的三相输入电流波形图；
具体实施方式
[0126]
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。
[0127]
如图9所示，以飞跨电容型变换器在三相共直流母线svg拓扑中的应用为实施例。其中，三相电网相电压为u
sa
、u
sb
、u
sc
，三相电网电流为i
sa
、i
sb
、i
sc
，电网负载三相电流为i
la
、i
lb
、i
lc
，三相svg拓扑输入电流为ia、ib、ic，交流侧端口电压为u
ao
、u
bo
、u
co
。
[0128]
飞跨电容型变换器拓扑由四个全控型开关管s1,s2,s3,s4、四个反并联二极管d1,d2,d3,d4、一个飞跨电容cf以及两个稳压电容c1,c2组成，其中全控开关管s1的发射极与s2的集电极相连，s2的发射极与s3的集电极相连，s3的发射极与s4的集电极相连，s1的集电极与s4的发射极分别构成直流侧正端p与直流侧负端n，正端p与负端n之间的电压为e，稳压电容c1和c2的连接点o提供了直流侧正负端间的零点电位。四个全控开关管的驱动信号分别为全控开关管s1栅极驱动脉冲g1，全控开关管s2栅极驱动脉冲g2，全控开关管s3栅极驱动脉冲g3，全控开关管s4栅极驱动脉冲g4。
[0129]
由于三相电网负载为感性负载，因此飞跨电容型变换器将以容性无功补偿工况为电网系统输送超前的无功功率，并理论上不消耗有功功率。以a相为例，此时输入电流ia超前于的角度为90
°
。令基频频率为50hz，开关频率为10khz，如图10所示，上述实施例三相共直流母线svg中a相飞跨电容型变换器基于载波轮换的统一温度控制策略包括以下步骤：
[0130]
1)定义上下桥臂所对应的载波cu与cd分别位于纵轴的正、负半轴，根据单个基频周期内载波数量n1＝200为偶数，采用(m＝1)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量n1分解质因数可得200＝2
×
20
×
5，此时该轮换周期被划分为(i＝20)个均等的区域，每个区域内载波数量为(2j＝10)，其中正负半周内的区域数量i/2均为偶数10；同时，每个区域又可均等地分为两个子区域ia和ib，每个子区域内包含(j＝5)个均等的载波。
[0131]
2)固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4。
[0132]
具体地，调制过程通过比较调制波u
ref
与上下桥臂对应载波cu、cd的大小进而对上下桥臂的功率开关管进行开关控制，规定驱动方式如下：
[0133]
当u
ref
＞cu时，驱动全控开关管s1导通，全控开关管s4关断；
[0134]
当u
ref
＝cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4关断；
[0135]
当u
ref
＜cu时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4导通；
[0136]
当u
ref
＞cd时，驱动全控开关管s2导通，全控开关管s3关断；
[0137]
当u
ref
＝cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3关断；
[0138]
当u
ref
＜cd时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3导通；
[0139]
基于该驱动方式，在所有子区域ia内保持上下桥臂对应载波cu与cd的空间位置不变，在所有子区域ib内互换载波cu与cd的空间位置，则可生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；
[0140]
其中，在一个基频周期的正半周内，
[0141]
子区域1a内零电平o2的作用时长＝子区域(i/2＝10)b内零电平o1的作用时长；
[0142]
子区域1b内零电平o1的作用时长＝子区域(i/2＝10)a内零电平o2的作用时长；
[0143]
即：
[0144]
子区域xa内零电平o2的作用时长＝子区域[(i/2)+1-x]b内零电平o1的作用时长；
[0145]
子区域xb内零电平o1的作用时长＝子区域[(i/2)+1-x]a内零电平o2的作用时长；
[0146]
同理，在一个基频周期的负半周内，
[0147]
子区域[(i/2)+1＝11]a内零电平o2的作用时长＝子区域(i＝20)b内零电平o1的作用时长；
[0148]
子区域[(i/2)+1＝11]b内零电平o1的作用时长＝子区域(i＝20)a内零电平o2的作用时长；
[0149]
即：
[0150]
子区域[(i/2)+x]a内零电平o2的作用时长＝子区域(i-x+1)b内零电平o1的作用时长；
[0151]
子区域[(i/2)+x]b内零电平o1的作用时长＝子区域(i-x+1)a内零电平o2的作用时长；
[0152]
可以发现，当n1＝200为偶数时，零电平o1与o2状态在一个基频周期的正、负半周内，分别能够实现成对出现且作用时长均等。基于所提控制策略，在一个轮换周期内总存在两个对应的子区域ia与ib，分别包含作用时长均等的o1与o2状态，进而实现飞跨电容电压的均衡稳定。同时，在相同载波频率的情况下，相比传统载波移相调制策略，所提控制策略中零电平状态的数量将大大减少，此时全部功率器件的损耗与温度将实现均衡降低和统一分布。
[0153]
3)为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的极性特征输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4；当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，如此可以令每个轮换周期内的非必需开关管处于关断状态，最终实现飞跨电容电压稳定、所有功率器件均衡使用，并且避免了死区时间的设置。
[0154]
具体地，当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态；
[0155]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4p状态d1/d2导通g3＝0，g4＝0o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1
[0156]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0157]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2p状态s1/s2导通g1＝1，g2＝1o1状态s1/d3导通g1＝0，g2＝1o2状态s2/d4导通g1＝1，g2＝0
[0158]
当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；
[0159]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2n状态d3/d4导通g1＝0，g2＝0o1状态s1/d3导通g1＝1，g2＝0o2状态s2/d4导通g1＝0，g2＝1
[0160]
当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态。
[0161]
电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4n状态s3/s4导通g3＝1，g4＝1o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1
[0162]
综上，当电流极性为正时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2。如此，本发明所提控制策略不仅能够维持飞跨电容电压稳定、均衡降低各功率器件损耗与温度，并且无需为驱动脉冲设置死区时间，避免了死区时间效应对变换器输出质量的影响。相比传统载波移相调制策略，所提控制策略有效地提高了飞跨电容型变换器的可靠性以及输出质量。
[0163]
实施例：仿真结果分析。
[0164]
在plecs仿真软件中搭建了所述基于载波轮换的三相共直流母线svg统一温度控制策略模型，针对传统载波移相调制策略和所提控制策略进行了对比仿真，总仿真时间为30s，仿真参数如下表所示。
[0165]
参数取值电网电压110vrms/50hz直流侧电容电压200v开关频率10khzigbt器件ikw30n60t
环境温度25℃
[0166]
图11所示为plecs仿真软件a相单元中飞跨电容电压与直流母线电压波形图。可以看到，在所提控制策略中，飞跨电容电压能够更为快速地稳定于200v，即直流侧pn两端电压的一半；两个稳压电容的电压也均衡地稳定于200v，所提控制策略能够实现飞跨电容型变换器的正常工作。
[0167]
图12和图13所示分别为plecs仿真软件a相单元损耗与温度曲线图，可以看到，当三相svg工作于传统载波移相调制策略时，其a相单元中功率开关器件的损耗和温度均被升高，其中功率开关器件s1,s2,s3,s4的平均损耗和平均温度被升高至12.2w和91.5℃。而在所提控制策略中，全部功率开关器件实现了均衡有效地降损、降温，平均损耗稳定在8.8w，平均温度稳定在72.9℃。
[0168]
图14和图15所示分别为plecs仿真软件中三相svg交流侧端口电压u
ao
,u
bo
,u
co
经高频滤波后的低频分量与输入电流ia,ib,ic的波形图。其中，传统载波移相调制策略和所提控制策略下和ia的thd如下表所示。可以发现，由于受到死区时间效应的影响，传统载波移相调制策略中包含基波分量和低次谐波分量，而所提控制策略中仅存在基波分量，所提控制策略有效地提升了飞跨电容型变换器的输出质量。
[0169][0170]
从以上仿真结果中可以明显看出，本发明所提基于载波轮换的统一温度控制策略有效地降低并均衡了三相svg飞跨电容型单元中功率开关器件的损耗和温度，并避免了脉冲信号中死区时间的设置，有效地提高飞跨电容型变换器的可靠性和电流质量。
[0171]
以上实施例仅为本发明的示例性实施例，不用于限制本发明，本发明的保护范围由权利要求书限定。本领域技术人员可以在本发明的实质和保护范围内，对本发明做出各种修改或等同替换，这种修改或等同替换也应视为落在本发明的保护范围内。
技术特征：1.基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略，其特征在于，包括以下步骤：1)在载波层叠调制的基础上，根据单个基频周期内载波数量n1的奇偶性，采用m个基频周期为一个轮换周期(m＝1或2)，将单个轮换周期划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j，同时，每个区域又可以分为两个均等的子区域i
a
和i
b
，每个子区域内包含j个均等的载波；2)固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域i
a
内保持上下桥臂对应载波c
u
与c
d
的空间位置不变，在所有子区域i
b
内互换载波c
u
与c
d
的空间位置，生成能够满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时长均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；3)为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的正负极性输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4，当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，最终实现飞跨电容电压的稳定、所有功率器件的均衡使用并且无死区时间的设置。2.根据权利要求1所述的基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略，其特征在于：步骤1中，在载波层叠调制的基础上，定义上下桥臂所对应的载波c
u
与c
d
分别位于纵轴的正、负半轴，根据单个基频周期内载波数量n1的奇偶性，采用m个基频周期为一个轮换周期(m＝1或2)，将单个轮换周期划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j；同时，每个区域又可以分为两个均等的子区域i
a
和i
b
，每个子区域内包含j个均等的载波；具体地，当n1为偶数时，采用(m＝1)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量n1分解质因数可得n1＝2
·
i
·
j，此时该轮换周期被划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j，其中正负半周内的区域数量需满足均等且为偶数；同时，每个区域又可均等地分为两个子区域i
a
和i
b
，每个子区域内包含j个均等的载波；当n1为奇数时，采用(m＝2)个基频周期为一个轮换周期，将该轮换周期内载波数量2n1分解质因数可得2n1＝2
·
i
·
j，此时该轮换周期被划分为i个均等的区域，每个区域内载波数量为2j；由于n1为奇数，因而i和j均为奇数，其中i取较大奇数值，j取较小奇数值；同时，每个区域又可均等分为两个子区域i
a
和i
b
，每个子区域内包含j个均等的载波。3.根据权利要求1所述的基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略，其特征在于：步骤2中，固定全控开关管的驱动方式不变，在所有子区域i
a
内保持上下桥臂对应载波c
u
与c
d
的空间位置不变，在所有子区域i
b
内互换载波c
u
与c
d
的空间位置，生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；具体地，调制过程通过比较调制波u
ref
与上下桥臂对应载波c
u
、c
d
的大小进而对上下桥臂的功率开关管进行开关控制，规定驱动方式如下：当u
ref
＞c
u
时，驱动全控开关管s1导通，全控开关管s4关断；当u
ref
＝c
u
时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4关断；当u
ref
＜c
u
时，驱动全控开关管s1关断，全控开关管s4导通；当u
ref
＞c
d
时，驱动全控开关管s2导通，全控开关管s3关断；当u
ref
＝c
d
时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3关断；当u
ref
＜c
d
时，驱动全控开关管s2关断，全控开关管s3导通；
基于该驱动方式，在所有子区域i
a
内保持上下桥臂对应载波c
u
与c
d
的空间位置不变，在所有子区域i
b
内互换载波c
u
与c
d
的空间位置，则可生成满足零电平o1与o2状态在一个轮换周期内成对出现且作用时间均等、所有全控开关管和续流二极管在一个轮换周期内均衡使用的开关器件驱动信号g1,g2,g3,g4；其中，当n1为偶数时，在一个基频周期的正半周内，子区域1
a
内零电平o2的作用时长＝子区域(i/2)
b
内零电平o1的作用时长；子区域1
b
内零电平o1的作用时长＝子区域(i/2)
a
内零电平o2的作用时长；即：子区域x
a
内零电平o2的作用时长＝子区域[(i/2)+1-x]
b
内零电平o1的作用时长；子区域x
b
内零电平o1的作用时长＝子区域[(i/2)+1-x]
a
内零电平o2的作用时长；同理，在一个基频周期的负半周内，子区域[(i/2)+1]
a
内零电平o2的作用时长＝子区域i
b
内零电平o1的作用时长；子区域[(i/2)+1]
b
内零电平o1的作用时长＝子区域i
a
内零电平o2的作用时长；即：子区域[(i/2)+x]
a
内零电平o2的作用时长＝子区域(i-x+1)
b
内零电平o1的作用时长；子区域[(i/2)+x]
b
内零电平o1的作用时长＝子区域(i-x+1)
a
内零电平o2的作用时长；可以发现，当n1为偶数时，零电平o1与o2状态在一个基频周期的正、负半周内，分别能够实现成对出现且作用时长均等；类似地，当n1为奇数时，在两个基频周期内，子区域1
a
内零电平o2的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+1]
b
内零电平o1的作用时长(第二基频周期内)子区域1
b
内零电平o1的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+2]
a
内零电平o2的作用时长(第二基频周期内)即：子区域x
a
内零电平o2的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+x]
b
内零电平o1的作用时长(第二基频周期内)子区域x
b
内零电平o1的作用时长(第一基频周期内)＝子区域[(i-1)/2+x+1]
a
内零电平o2的作用时长(第二基频周期内)可以发现，当n1为奇数时，零电平o1与o2状态在两个基频周期内，同样能够实现成对出现且作用时长均等；如此，基于所提控制策略，无论n1为奇数或偶数，在一个轮换周期内总存在两个对应的子区域i
a
与i
b
，分别包含作用时长均等的o1与o2状态，进而实现飞跨电容电压的均衡稳定；同时，在相同载波频率的情况下，相比传统载波移相调制策略，所提控制策略中零电平状态的数量将大大减少，此时全部功率器件的损耗与温度将实现均衡降低和统一分布。4.根据权利要求1所述的基于载波轮换的飞跨电容型变换器统一温度控制策略，其特征在于：步骤3中，为避免脉冲信号中死区时间的设置，根据电流i
x,x＝a,b,c
的极性特征输出特定全控开关管的驱动信号g1,g2或g3,g4；当电流极性为正时，输出全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，输出全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2，如此可以令每个轮换周期内的非必需开关管处于关断状态，最终实现飞跨电容电压稳定、所有功
率器件均衡使用，并且避免了死区时间的设置；具体地，当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态；电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4p状态d1/d2导通g3＝0，g4＝0o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含p状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2p状态s1/s2导通g1＝1，g2＝1o1状态s1/d3导通g1＝0，g2＝1o2状态s2/d4导通g1＝1，g2＝0当且i
x,x＝a,b,c
＜0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g1和g2即可产生相应的电平状态；电平状态器件工作机理仅需驱动信号g1与g2n状态d3/d4导通g1＝0，g2＝0o1状态s1/d3导通g1＝1，g2＝0o2状态s2/d4导通g1＝0，g2＝1当且i
x,x＝a,b,c
＞0时，变换器的电平状态包含n状态、o1状态与o2状态，此时仅需保留驱动信号g3和g4即可产生相应的电平状态；电平状态器件工作机理仅需驱动信号g3与g4n状态s3/s4导通g3＝1，g4＝1o1状态d1/s3导通g3＝1，g4＝0o2状态d2/s4导通g3＝0，g4＝1综上，当电流极性为正时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s3和s4对应的驱动信号g3和g4，当电流极性为负时，所提控制策略选择输出特定全控开关管s1和s2对应的驱动信号g1和g2；如此，所提控制策略不仅能够维持飞跨电容电压稳定、均衡降低各功率器件损耗与温度，并且无需为驱动脉冲设置死区时间，避免了死区时间效应对变换器输出质量的影响；相比传统载波移相调制策略，所提控制策略有效地提高了飞跨电容型变换器的可靠性以及输出质量。
技术总结本发明提供了一种飞跨电容型变换器基于载波轮换的统一温度控制策略。具体实现步骤如下：1、在载波层叠调制的基础上，根据单个基频周期内载波数量的奇偶性，采用一个或两个基频周期为一个轮换周期，将单个轮换周期划分为若干个均等的区域；2、固定全控开关管的驱动方式不变，在每个轮换周期一半的区域内保持上下桥臂对应载波的位置不变，在另一半的区域内互换载波的空间位置，生成满足在一个轮换周期内两种零电平状态成对出现且作用时长均等、所有功率器件得到均衡使用的全控开关管驱动信号；3、根据电流的极性特征输出特定全控开关管的驱动信号，最终实现飞跨电容电压的稳定、所有器件损耗与结温的均衡降低以及无死区时间的设置。置。置。
技术研发人员：王聪 程红 田长庚 张一博 杨道宽 白林绪 尹相卿 丁冠华
受保护的技术使用者：中国矿业大学（北京）
技术研发日：2022.04.20
技术公布日：2022/7/5
